Billenőkörök

1. Bistabil billenőkör
1. Tranzisztorral
2. Műveleti erősítővel
3. Időzítővel
2. Monostabil billenőkör
1. Tranzisztorral
2. Műveleti erősítővel
3. Időzítővel
3. Astabil billenőkör
1. Tranzisztorral
2. Műveleti erősítővel
3. Időzítővel
4. Schmitt-trigger
1. Tranzisztorral
2. Műveleti erősítővel
3. Időzítővel

Bistabil billenőkör

  "Bi"-stabil, mert két stabil állapota van az áramkörnek.

Tranzisztorral

     Pontosabban két tranzisztor közül vagy az egyik van nyitva vagy a másik. Az áramkörökben szereplő alkatrészek működése az Áramköri alkatrészek című bejegyzésben megtalálhatók.

- A bekapcsolás pillanatában mindkét tranzisztor zárva van, ám mindkettő bázisára áram kerül az R1-R4 és R2-R3 ellenállásokon keresztül, amitől egyszerre akarnak kinyitni.
- Egyik tranzisztor gyorsabban kinyit, mondjuk a T1.
- A nyitott tranzisztor emmitter (E) és kollektor (C) lábai között kicsi az ellenállás (20-100 ohm) ami így maga felé vonzza az áramot az R1 és R4 közös csomópontjából. Ezáltal R4-en már nem fog elegendő áram folyni T2 kinyitásához. Az áramkör ebben a stabil állapotban marad.
- Ahhoz, hogy ez a stabil állapot megszűnjön, azaz átbillenjen a másik stabil állapotába, "kézzel" kell kinyitni a másik tranzisztort. Ezt tehetjük úgy, hogy nyitásra kényszerítjük T2-t vagy úgy is, hogy zárásra kényszerítjük T1-et. A művelethez B1 vagy B2 pontra adunk impulzust. Az R5 és R6 ellenállás csak azért szükséges, hogy nehogy túl nagy áram jusson a bázisra és tönkretegye a tranzisztort (áramkorlátozó ellenállások).
- Ha B2-re pozitív feszültséget kapcsolunk T2 ki fog nyitni, az E-C lábak maguk felé vonzzák az áramot a csomópontból, R3-on már nem fog elegendő áram folyni, hogy nyitva tartsa T1-et, így az bezárul. T1 bezárásával a kollektorról az áram áttér R4 irányába és nyitva tartja T2 bázisát. Innentől kezdve lekapcsolhatjuk a pozitív feszültséget B2-ről, hiszen átbillent az áramkör.
- A másik megoldás, ha B1-re negatív feszültséget kapcsolunk, ez ugyanis zárásra fogja késztetni T1-et. Hiába, hogy mindkét tranzisztor zárva és T1 a gyorsabb, a bázisán lévő negatív feszültség nem fogja hagyni, hogy nyitva maradjon. Ezért T2 fog helyette kinyitni, ami elszívja R3-ból az eddig T1-et nyitva tartó áramot. A zárt T1 miatt elegendő bázisáram jut T2-be, hogy nyitva maradjon, innentől kezdve le lehet kapcsolni a negatív feszültséget B1-ről, az áramkör átbillent.
- Látható, hogy a zárt NPN tranzisztort pozitív impulzussal lehet kinyitni, vagy a nyitottat negatívval bezárni, hogy az áramkör átbillenjen. Ha PNP tranzisztorok lennének, akkor ugyanez ellentétes előjelű feszültségekkel lenne lehetséges.

      A tranzisztorok nagyon gyorsan kapcsolnak, az átbillentő impulzusnak elegendő egy négyszögjel felfutó vagy lefutó éle is. Ha csak felfutó élekre billenne az áramkör, akkor az áramkör a négyszögjel frekvenciájának pontosan a felével billegne, tehát frekvenciaosztónak is megfelel. A kettővel osztott frekvenciát valamelyik tranzisztor kimenő köréről lehet leolvasni, azaz a kollektorról. T2 kollektorán az eredeti négyszögjel kétszerese jelenik meg, T1 kollektorán pedig ennek negáltja (270 fokos fáziseltolás). Ahhoz, hogy csak pozitív impulzusok jussanak B1 és B2 pontokba, egy-egy diódát kapcsolunk az ellenállások irányába, melyek egyszerűen levágják, nem engedik át a negatív feszültségeket. Mikor B1 és B2-re is egyaránt pozitív feszültség kerül, a nyitott tranzisztoron semmi nem fog változni, ám a zárt tranzisztor nyitásra lesz kényszerítve, ami átbillenti az áramkört. Az impulzus tehát mindig csak a zárt tranzisztorra lesz hatással.
      Mivel az áramkör stabil marad míg egy külső impulzus ezen nem változtat, a kapcsolást jeltárolóként is használják. Például a nyomógombos kapcsolóknál is ezt a megoldást alkalmazzák, vagy a gyártószalagnál is ilyen áramkör jelzi, hogy foglalt-e az a bizonyos szakasz vagy sem (a szakasz be- és kimeneti nyílásaira felszerelt fotocellák billegtethetik az áramkört).

Műveleti erősítővel

      Művelet erősítő segítségével kevesebb alkatrészből megvalósítható bármilyen billenőkör (multivibrátor).

A tranzisztoros billenőkörrel ellentétben, ahol nem tudni melyik fog először bekapcsolni (hacsak nem befolyásoljuk ezt), bekapcsolás pillanatában a kimeneten földpotenciál van, azaz 0V (legalább is bemenő feszültség hiányában). A bistabil műveleti erősítő, a vezérlés szempontjából is különbözik a tranzisztorostól. Itt a bemenetre kapcsolt feszültség előjele határozza meg, hogy az áramkör melyik stabil állapotba kerüljön. Éppen ezért egy kis hiszterézist visz a működésbe, hiszen fontos szerepe van a küszöbértékek közti távolságnak. Ha ez nem elég nagy, például +0.0001V és -0.0001V, akkor az áramkör nem fog átbillenni. Mivel a műveleti erősítő invertáló bemenetére van vezetve a vezérlőfeszültség, a negatív impulzus pozitív állapotba, a pozitív impulzus pedig negatív állapotba billenti az áramkört. Az átbillenések küszöbfeszültségei a műveleti erősítő telítettségi (szaturációs: Usat) és kimeneti (Uki) feszültségétől, valamint R2,R3 ellenállások értékeitől függenek:

 A telítési feszültség tulajdonképpen a műveleti erősítő tápfeszültsége. Az átbillenési feszültséget a műveleti erősítő nem-invertáló bemenete adja, azaz R2,R3 feszültségosztó leosztott értéke, ami az R2 által létrehozott pozitív visszacsatolás miatt függeni fog a kimenő feszültségtől. Ha a kimenet pozitív, akkor a vissza csatolt bemenet is pozitív lesz, felgyorsítván a műveleti erősítő pozitív telítettségének elérését. Ugyanez igaz negatív előjelekkel is. A hiszterézis tartomány nagysága könnyen kiszámítható:

A bemenetre kötött R1 ellenállás és C kondenzátor felül-áteresztő szűrőként (vagy differenciáló tagként) viselkedik és az áramkör DC komponensektől való leválasztásáért valamint a bemenet stabilitásáért felelős.
      Az áramkörre adott pozitív vagy negatív impulzus után a bemenet leválasztható, az áramkör meg fogja őrizni stabil állapotát. Itt fontos szerepet játszik az R1, mint lehúzó ellenállás, ami 0V-on tartja a bemenetet. Gyakorlati szempontból főleg komparátorként ismert ez az áramkör. Ebben az esetben R3 ellenállás nem a földre húzza a feszültségosztó vonatkoztatási pontját, hanem egy referenciafeszültségre. Tehát ha az R3 földre kötése helyett egy, a földnél pozitívabb vagy negatívabb feszültséget kapcsolunk, akkor a kimenet annak függvényében fog változni, hogy az Ube bemenet nagyobb-e vagy kisebb ennél a referencia feszültségnél. Következtetésképp a bemeneti feszültségek képletei is megváltoznak:

További alkalmazásként megemlíthető a küszöbérték-kapcsoló, az analóg-digitális átalakító és a Schmitt-trigger.

Időzítővel

A bistabil billenőkör flip-flop-ként működik: a kimenet vagy magas vagy alacsony. A kapcsolóval a trigger (2) és reset (4) lábakat kapcsolgatjuk a földre, melyek alapból fel vannak húzva a tápfeszültségre. Kezdetben, ahogyan a rajzon van, a trigger-t kapcsoljuk a földre. Ekkor a komparátor bemenetei közti egyenlőség nem fog teljesülni és az IC kimenetén logikai 1 lesz. Ha a kapcsolót átkapcsoljuk az áramkör belső tranzisztoros flip-flop-jának reset-je lép működésbe, azaz a kimenet visszaáll 0-ra.

Monostabil billenőkör

  "Mono"-stabil, mert csak egy stabil állapota van. Ha átbillentjük a másik állapotba, rögtön visszabillen a stabil állapotába.

Tranzisztorral

     A különbség a bistabil billenőkörhöz képest az, hogy az egyik visszacsatoló ellenállás helyett egy kondenzátor (C1) és egy kivezérlőellenállás (RB1) található.

- A bekapcsolás pillanatában mindkét tranzisztor zárva van, ám mindkettő bázisára áram kerül az RT1-RB2 és RB1 ellenállásokon keresztül, amitől egyszerre akarnak kinyitni. RT2 csak a C1-et tölti fel, ami miután feltelt szakadásként viselkedik, tehát semmiképp sem szolgáltat áramot T1 bázisának.
-Mivel T1 túlvezérlődik RB1 ellenálláson (ha RB1=RB2 akkor nagyobb áramot kap), az fog kinyitni hamarább.
- A nyitott T1 emmitter (E) és kollektor (C) lábai között kicsi lesz az ellenállás ami így maga felé vonzza az áramot, ezért RB2-n már nem fog elegendő áram folyni T2 kinyitásához. Az áramkör ebben a stabil állapotban marad.
- Az áramkört a B2 pontra kötött pozitív impulzussal tudjuk átbillenteni a másik állapotba. Stabil állapotban T2 zárva van, tehát a C-E lábai között Vcc mérhető, mondjuk 12V, ami nem más mint a kondenzátor pozitív lábán lévő feszültség. A kondenzátor negatív lábán T1 bázisfeszültsége van, ami a túlvezérlő RB1-nek köszönhetően 0.8V körüli. Tehát a kondenzátor 11.2V-ra tud feltöltődni.
- B2-re pozitív feszültséget kapcsolva (R - áramkorláztolón keresztül) T2 tranzisztor kinyit. Ekkor a C-E lábai közti ellenállás lecsökken, ami maga után vonja a C-E feszültség lecsökkenését is, kb 0.2V-ra. Így a feltelt kondenzátor pozitív lábán 0.2V, negatív pólusán pedig -11V lesz. Ez a negatív feszültség T1 bázisára érkezik és zárásra kényszeríti T1-et (legalább is amíg a kondenzátor ki nem sül).
- Amint T1 bezár, az áram az RB2 ellenállás fele vezető utat fogja választani, elegendő áramot biztosítván T2 bázisának a nyitva tartáshoz. Tehát T2 nyitva marad amíg a kondenzátor ki nem sül és ez az instabil állapot.
- A kondenzátort az RB1-ről érkező áram süti ki (hiszen pozitívabb feszültségű mint a kondenzátor lábán lévő feszültség), ami a kondenzátoron át a T2 tranzisztor C-E lábán a föld felé halad. A kisülés ideje függ az RB1 ellenállás és a C1 kondenzátor értékétől, pontosabban a kettejük szorzata, megszorozva még egy 0.69-el, ami a kondenzátor exponenciális kisüléséből adódik (t=0.69*RB1*C1).
- Miután teljesen kisült a kondenzátor, ismét feltelik az RB1-en lévő 0.8V feszültségig, amitől T1 kinyit elirányítván az áramot RB2-ről, minek következtében T2 bezár és ezzel visszabillent az áramkör a stabil állapotába. A kondenzátor most a T2 kollektoráról tovább tud telni, egészen 11.2V-ig. A feltöltési idő függ T2 C-E lábai közti ellenállástól.

      A kondenzátor kisülési idejét 1us-tól egészen 30 percig meg lehet nyújtani, éppen ezért, ha a bemenetre impulzusokat, négyszögjelet adunk, ezek hosszúságát, kitöltési szélességét (tényezőjét) tetszőlegesen megnyújthatjuk.

- D1 csak pozitív impulzusokat enged T2 bázisára.
- A áramkör instabil állapotban töltött idejét RB1 változtatható ellenállással lehet állítani.
- A kimenetet (a nyújtott impulzusokat) T1 kollektoráról lehet levenni.
- Konstans frekvenciájú négyszögjelek (például órajelek) átvitelekor hosszú kábeleken, torzítás, csillapítás léphet fel, a négyszögjel elvesztheti eredeti formáját. A kábel azon szakaszán, ahol még kivehetőek az impulzusok tüskéi, egy ilyen áramkör rekonstruálhatja az eredeti négyszögjelet.

Műveleti erősítővel

      A bal oldalon egy műveleti erősítővel megépített monostabil billenőkör látható a főbb jelalakokkal együtt. Ha a bemenetet alkotó C1,R4 differenciáló tagra nem adunk jelet, akkor az R2,R3 feszültségosztó ellenállások leosztott feszültsége kerül a nem invertáló bemenetre (1.09V). A műveleti erősítő két bemenete közti különbség pozitív előjelű, tehát a műveleti erősítő kimenete a pozitív tápfeszültség fele telítődik. Ez egy stabil állapot. Ha kibillentjük az áramkört egy pozitív impulzussal, ami történetesen nagyobb mint 1.09V, akkor a feszültségkülönbség a műveleti erősítő két bemenete között negatív előjelű lesz ezért az áramkör a negatív tápfeszültségre kezd el telítődni. Ez az instabil állapot. Azért instabil, mert a feltöltött C2 kondenzátor most hirtelen -12V-os töltést kap így az egyik fegyverzetén 24V-os potenciálcsökkenés történik. A hirtelen feszültségváltozástól a kondenzátor kisül és a másik fegyverzetén is bekövetkezik a 24V-os potenciálcsökkenés. Az invertáló bemenetre tehát -22.91V kerül, de csak addig, míg C2 újra fel nem telik az R3 ellenálláson keresztül 1.09V-ra. Tulajdonképpen már akkor visszabillen, mikor a kondenzátor töltése eléri a 0V-ot (hiszen ekkor a műveleti erősítő két bemenete között nem lesz többé feszültségkülönbség), a további töltés csak stabilizálja az állapotot. Az instabil állapotban töltött idő tehát a C2 kondenzátoron fellépő potenciálcsökkenés mértékétől, a stabil állapot feszültségszintjétől, C2 kapacitásától és a töltőáramkör gyorsaságától (ellenállások értékeitől) függ.

Időzítővel 

A mellékelt ábra egy negatív élre billenő monostabil billenőkör. Kezdetben (stabil állapotban) a Threshold (6) fel van húzva R ellenállással a pozitív tápfeszültségre, tehát az IC belső kisütő tranzisztora be van kapcsolva és a kondenzátor pozitív lábát is a földre köti, így az lemerül ha fel volt töltve és nem folyik át rajta többé semmilyen áram. A kimenet logikai 0. Ha a bemenetre a tápfeszültség 1/3-ánál kisebb feszültséget kapcsolunk, akkor bekapcsol a Trigger komparátor és a kimenet logikai 1-re vált. Ezzel egyidőben a belső tranzisztor kikapcsol és a kondenzátor töltődni kezd R ellenálláson keresztül egészen a tápfeszültségig. A töltődés viszont megáll a tápfeszültség 2/3-ánál ugyanis ekkor a Threshold (6) ismét komparátor bekapcsol és a kondit rövidre zárja a belső tranzisztor segítségével. A helyes működtetés forgatókönyve a következő: a bemenetre folyamatosan magasabb feszültséget adunk mint U+ 1/3-a, ám elég ha egy pillanatra kisebb értékű lesz ennél (impulzusszerűen) és a kimenet máris logikai 1-re vált arra az időre míg a kondenzátor fel nem telik 2/3 U+ feszültségre. Ez az idő a kondenzátor kapacitásától és az őt feltöltő R ellenállástól függ. A periódusidőt, ami alatt az áramkör instabil állapotából visszabillen stabil állapotába, a következő képlet adja: T = 1.1RC másodperc. A bemenet impulzusa (triggerimpulzus) rövidebb kell legyen ennél az időnél. 

Astabil billenőkör

   "A"-stabil, mert nincs stabil állapota. Bármelyik állapotba billentjük rögtön visszabillen az ellenkező állapotba, ezért nincs is szükség külső vezérlő jelre, az áramkör magától billeg.

Tranzisztorral

     Annyiban különbözik a monostabil billenőkörtől, hogy mindkét tranzisztor visszacsatolásán kondenzátor van és egy kivezérlő ellenállás.
- A bekapcsolás pillanatában mindkét tranzisztor zárva van, ám mindkettő bázisára áram kerül az RB1 és RB2 ellenállásokon keresztül, amitől egyszerre akarnak kinyitni.
- Egyik tranzisztor gyorsabban kinyit, mondjuk a T1.
- Ha Vcc = 12V, akkor a zárt T2 kollektorán is 12V van, viszont a nyitott T1 kollektorán kb. 0.2V. Tehát a C1 kondenzátor pozitív lábán 12V, negatív lábán kb 0.8V van, ezért ez 11.2V-ra telhet legfeljebb. A másik kondenzátor pozitív lábán 0.2V, negatívon 0.8V van, ezért az csak a küszöbfeszültségig (0.6V) fog telni.
- Amint eléri ezt, kinyitja T2 tranzisztort, minek C-E lábai között lévő ellenállás lecsökken és C1 pozitív sarkára 0.2V kerül. Ebből kifolyólag a kondenzátor (mint feszültségforrás) negatív sarkán -11V jelenik meg, ami T1 bázisára érve bezárja azt és zárva is tartja míg a kondenzátor ki nem sül RB1 ellenállás révén. A kisütő áram RB1-en, C1-en és T2 C-E lábain át a föld felé halad.
- A zárt T1 kollektorán lévő 12V közben tölteni kezdi C2-t 11.2V-ig. Miután C1 kisült, már nem fogja zárva tartani T1-et, hanem újból telni kezd a T1 tranzisztor küszöbfeszültségéig amivel majd ismét kinyitja T1 tranzisztort.
- A nyitott T1 kollektorán ismét 0.2V lesz mérhető, amitől a feltelt C2 a negatív lába -11V-ot fog T2 bázisára küldeni bezárván azt.
- Látható, hogyha bekapcsoláskor mindkét kondenzátor üres, akkor nincs ami zárva tartsa negatív feszültségével a zárt tranzisztort, ezért az első állapot csak addig fog tartani, amíg egyik kondenzátor fel nem telik a tranzisztor küszöbfeszültségére, nem kell beleszámítani a másik kondenzátor kisülési idejét. (itt: amíg C2 fel nem telik 0.6V-ra)

      Az áramkör egyes állapotaiban való kitartási ideje (a legelsőt leszámítva) a kondenzátorok kisülési idejétől és a küszöbfeszültségig való feltöltési időtől függ. Ez pedig a jól megválasztott ellenállásoktól. Az áramkör működéséről észrevehető, hogy míg egyik kondenzátor kisül, addig a másiknak közel a tápfeszültségig kell telnie, ezért érdemes az ellenállásokat úgy megválasztani, hogy valamivel gyorsabban töltsék fel a kondenzátort mint ahogy kisütik. Ez azért is fontos, mert az előbb említett üres kondenzátoros indulásnál, egyforma kisülési és feltöltési idő mellett, a 0.6V-ra feltöltött kondenzátor csak 0.6 voltnyi feltöltési időt engedne a másiknak is és nem lehetne kihasználni a kondenzátorok kapacitását. Ha viszont gyorsabb a feltöltés mint a kisütés, akkor egyik kondenzátor mindig egy kicsit jobban feltöltődne mint a másik, gyakorlatilag egyre tovább tartaná zárva a negatív lábára kötött bázishoz tartozó tranzisztort, míg el nem érné a teljes kapacitásig való feltöltődést.
- Például C1 kisütő áramköre RB1-C1-Rce2, töltő áramköre pedig RT2-C1-Rbe1. A tranzisztorok lábai közti ellenállást el lehet hanyagolni, tehát RB1 és RT2 ellenállásokra kell odafigyelni.
- C1 kisülési ideje: tk = 0.69*RB1*C1
- C1 feltöltési ideje: tf = 5*RT2*C1
- Innen látszik, hogy  a kisütő ellenállás jóval nagyobb kell legyen mint a töltő ellenállás. A jobb oldali áramkör úgy van beállítva, hogy 1 másodpercig süljön ki és fél másodperc alatt teljen fel benne C1 (és C2) kondenzátor.
      Az áramkör Q és Q-negált kivezetésein olvasható le a billegő impulzus, ami felhasználható négyszögjel-generátorként, impulzusadóként, órajelként, ütemadóként, periodikus kapcsolóként, fényjelzőként stb. Az generált impulzusok különböző hosszúságúak is lehetnek, ha a billenőkör két oldala nem szimmetrikus.
- A bázis irányába, a kondenzátor és a bázis közé szokás diódát tenni, hogy meggátolja a bázis-emitter szakasz letörését.
- Ha mindkét RT ellenállással sorba kapcsolunk 1-1 LEDet, akkor azok a kondenzátorok kisülési idejével azonosan fognak villogni.

A bal oldali kapcsolás is egy két LED-es tranzisztoros villogót ábrázol, azonban a LED-ek nem a tápfeszültségből kapják villanáshoz szükséges energiát (a nyitott tranzisztor közreműködésével), hanem a feltöltött kondenzátorokból (tulajdonképpen a LED a kisütő ellenállás szerepét tölti be). Minél jobban fel tud töltődni egy kondenzátor (minél nagyobb kapacitású), annál erősebb és hosszasabb lesz a LED-ek villogása is.
- A tranzisztorok a nyitáshoz szükséges bázisáramot saját kollektorukból kapják (negatív visszacsatolás, azaz a tranzisztorok analóg üzemmódban - erősítőként - üzemelnek.
- Bekapcsoláskor egyik tranzisztor nyit, legyen T2, tehát a zárt T1 kollektorában lévő tápfeszültség feltölti C2-t.
- Most is úgy vannak beállítva az ellenállások értékei, hogy hamarabb teljenek a kondenzátorok mint ahogy kisülnek. Tegyük fel, hogy az áramkör addig billegett, míg a kondenzátorok teljesen fel tudnak már töltődni, azaz C1 éppen kisül és negatív feszültségével zárva tartja T1-et.
- Közben C2 feltelik és innentől nem juttat többé áramot T2 bázisára (a feltelt kondenzátor szakadásként viselkedik), ami ettől lezár.
- Amint lezárt, C1 pozitív lábára ismét tápfeszültség kerül és töltődni kezd és kinyitja T1-et. Most C2 kezd el kisülni.
- Ez azt jelenti, hogy C2, mint feszültségforrás, pozitív és negatív kivezetései pontosan D2 LED-ig érnek el, felvillantván azt, azaz a LED csak addig fog világítani, míg ki nem meríti a kondenzátort. Ez sokkal energiatakarékosabb megoldás, hiszen nem a tápfeszültségről üzemel a LED.
- Közben T2 zárva van, tehát nem gond az, ha a földön éppen pozitív áram folyik. A LED-ek úgy 2V környékén már nem világítanak, tehát csak addig fog a villanás tartani, míg a kondenzátor 2V-ig le nem merül.
- A LED már nem világít, de a tranzisztort még mindíg zárva tartja a -2V-os feszültség egészen addíg, míg teljesen le nem merül (RT2-RB2 ellenállásokon keresztül) és újra fel nem telik 0.6V nyitó bázisfeszültségig, hogy az áramkör átbillenhessen.
- Eközben C1 feltelik és ugyanez lejátszódik D1 LED-el is.
- Az a kis idő, míg a kondenzátorok lemerülnek a LED-ek kikapcsolása után majd újból feltelnek 0.6V-ig, egy kis szünetet visz be az áramkörbe, mikor is egyik LED sem világít. Tehát egyik LED nem kapcsol be rögtön, ahogy a másik kialszik, ahogyan a kollektorkörbe kötött LED-eknél történik.

Műveleti erősítővel

Ha a bistabil billenőkör negatív ágára egy RC visszacsatolást teszünk, astabil billenőkört kapunk. Abban is hasonlít a bistabilra, hogy az R1,R2 pozitív visszacsatolás hiszterézist visz a rendszerbe, azaz nem ugyanott fog átbillenni az áramkör. Nincs bemenet, tehát nem tudni melyik fele billen az áramkör bekapcsoláskor, bár a kondenzátor töltöttsége nagyban befolyásolja a döntést (akár a tranzisztoros billenőkörnél). Az átbillenési feszültségeket pont úgy kell kiszámítani mint a bistabil áramkörnél. Tegyük fel, hogy a kondenzátor töltöttsége a negatív oldalra való átbillenés küszöbfeszültség szintje alatt van. A műveleti erősítő két bemenete közti feszültség pozitív, az erősítés pozitív, mindkét bemenetre pozitív feszültség kerül. A kondenzátor ekkor töltődni kezd egészen míg el nem éri az átbillenési küszöbértéket. Az áramkör átbillen a negatív állapotba, hisz az invertáló bemeneten pozitívabb lett a feszültség mint a nem invertálón. Ez azt jelenti, hogy a kondenzátorra most negatív feszültség kerül (a műveleti erősítő kimenetén és R ellenálláson keresztül), tehát elkezd kisülni és fordított polaritással töltődni, míg el nem éri a negatív küszöbfeszültséget ami hatására az áramkör ismét billen. A kondenzátor töltődése exponenciális és az időállandóját RC szorzat adja. Az áramkör kimeneti, invertáló (v-) és nem invertáló (v+) jelalakjai, valamint a kimenő négyszögjel periódusidejének kiszámítása a következő ábrán látható:

 

Időzítővel 

  A bal oldali ábra egy astabil billenőkör, tehát nincs stabil állapota. A piros diódákat egyelőre ne vegyük figyelembe. Bekapcsoláskor egyik instabil állapotába, ami a kondenzátor töltöttségétől függ. Tegyük fel, hogy kezdetben a kondenzátor le van merülve és éppen R1+R2 ellenállásokon keresztül töltődni kezd. Amint eléri U+ 2/3-át a Trigger (2) komparátor bekapcsol és a kimenet logikai 0 lesz. Ezzel jár a belső kisütő tranzisztor bekapcsolása is, amitől a kondenzátor ismét merülni kezd. De csak addig merülhet, míg eléri U+ 1/3-át, mert akkor bekapcsol a threshold (6) komparátora és a kimenetet logikai 1-re billenti. Ezzel jár a belső tranzisztor kikapcsolása és a kondenzátor töltésének újbóli elkezdődése, de ismét csak U+ 2/3-áig. A kimenet két instabil állapotának időtartamát a következőképp lehet kiszámítani:

Logikai 1: t1=0.7C(R1+R2)

Logikai 0: t0=0.7CR2

A frekvencia pedig f = 1/(t1+t0)

Láthatóan t1 mindig nagyobb lesz t0-nál, tehát a generált négyszögjel kitöltési tényezője mindig nagyobb lesz 50%-nál. Ezen úgy lehet javítani, ha a töltő áramkörből kivesszük egyik ellenállást, pontosabban R2-őt, mert rá csak a kisütésnél van szükség. Ez két diódával valósítható meg: az R2-vel párhuzamosan kötött dióda rövidre zárja R2-t (láthatatlanná téve) mikor a kondenzátor telik, az R2-vel sorosan kapcsolt dióda pedig a kisütő áram irányának ad engedélyt. Ezzel a módszerrel elérhető az egyforma impulzusszélességű négyszögjel, viszont figyelembe kell venni a diódákon lévő feszültségeséseket is.

Schmitt-trigger 

       Ez egy olyan bistabil billenőkör, mely kapcsolási hiszterézissel jelentkezik. Ez azt jelenti, hogy az áramkör nem ugyanazon a ponton billen át egyik állapotból a másikba, hanem mindkét állapotnak megvan a maga átbillenési határértéke. Például 1.6V fölött billen egyik oldalra, de csak 1V alatt billen vissza.

Tranzisztorral

- Ha U1=0V, akkor az áramkör bekapcsolását követően T1 zárva marad, tehát a kollektorán a tápfeszültség mérhető, Vcc = 12V.
- Az R1 és R2 ellenállásokból álló feszültségosztó elegendő áramot biztosít T2 bázisának, hogy az kinyíljon.
- A nyitott T2 emitterárama RE emitter-ellenálláson folyik a földre, 1V feszültségesést eredményezve.
- T2 C-E lábai közt ezért kb 0.2V feszültségesés van, ami összesen 1.2V feszültséget jelent T2 kollektorán, azaz U2 kimeneten.
- Ugyanakkor a zárt T1 emitterén lévő 1V a tranzisztor E-B diódáján -1V-ot eredményez (Ueb), azaz a bázis negatív előfeszítést kap. Az áramkör stabil, nyugalmi állapotban van.
 - Ha T1 bázisára, U1-re olyan feszültséget kapcsolunk, mely 0-tól felfele növekszik és eléri T1 küszöbfeszültségét + az RE-n lévő 1V-os feszültséget (kb. 1.6V-ot), akkor T1 nyitni kezd és a kollektorán lévő 12V lassan csökken. Ezzel együtt csökken a T2 bázisára jutó feszültség és áram is, amitől T2 zárni kezd, tehát nő a kollektorán lévő feszültség és rohamosan csökken a rajta lévő áram, valamint csökken az RE ellenálláson lévő feszültség is ami egyre inkább elősegíti T1 kinyitását ugyanis növeli T1 Ube feszültségét még akkor is, ha U1 már nem változik.
- Tehát minden alkatrész azon van, hogy az áramkör minél hamarabb átbillenjen. Amire T1 teljesen kinyit, addigra T2 teljesen bezár, U2 kimenő feszültség felszökik 12V-ra. A Schmitt-trigger áramkör ezen állapotát munkaállapotnak is nevezik.
- Ha U1 feszültséget csökkenteni kezdjük, akkor a tranzisztor zárni akar, azaz C-E lábai között lévő ellenállás és feszültség nő, a kollektoráram rohamosan csökken és ezzel együtt az RE ellenálláson lévő feszültség is, ami azonban növeli T1 Ube feszültségét késleltetvén T1 bezárását.
- Amint T1 kollektorfeszültsége eléggé megnőtt (eléggé lecsökkent U1), akkor ez kinyitja T2-t, amitől RE ellenálláson lévő feszültség megnő felgyorsítván T1 bezárását.

      Tehát két határértéke van a bemenetnek: egy alsó és egy felső. Ha a nyugalmi állapotban rákapcsolt feszültség elér egy felső értéket akkor az áramkör átbillen munkaállapotba. Ha a bemenet csökkenni kezd és elér egy alsó értéket, akkor az áramkör visszabillen nyugalmi állapotába.
      Mivel nem ugyanazon a ponton billen át egyik állapotból a másikba, ezért küszöbérték kapcsolóként is használják. Olyan helyen, ahol ezek a küszöbértékek szélesek, például olyan jelek digitalizációjánál, ahol a jelen lévő zaj az átbillenési feszültséget itt-ott meghaladja, ami egy szimpla billenőkört azonnal átbillentene. Itt olyan áramkörre van szükség ahol a magas és alacsony szintek közti átbillenéshez tartozó feszültség különböző. A Schmitt trigger tehát arra is jó, hogy (zajos) analóg jelekből digitális jeleket állítsunk elő.
      Egy másik alkalmazási példa a fényerősségfüggő küszöbérték-kapcsoló, mely egy adott fényerőnél bekapcsol egy relét.

 - Kis fényerőnél, a schmitt-trigger fokozat bemenetére kapcsolt fotoellenállás elég nagy ahhoz, hogy T1 zárva maradjon (az ellenállás értéke változtatható a vele sorba kapcsolt R3-al, amivel egyben a fényerőre való érzékenység állítódik). Amint nő a fényerő T1 bázisára egyre nagyobb feszültség és áram kerül, míg végül kinyit a tranzisztor, munkaállapotba billentvén az áramkört. T2 tranzisztor bezár, ezáltal a kollektorfeszültsége eléggé megnő ahhoz, hogy a zéner dióda záróirányú küszöbfeszültségét átlépje. Ennek hatására T3 kinyit ami miatt RL-en is megnő a feszültség. Ez a feszültség kivezérli T4 tranzisztort, minek nagyon erős kollektorárama és feszültsége behúzza a relé tekercsét.
- R2-vel állítható be a schmitt-trigger nyugalmi állapota, azaz mikor a zárt T1 mellett a T2 teljesen ki van nyitva (minimális a C-E feszültsége). RC1-el a schmitt-trigger érzékenységét lehet beállítani, azaz a két billentő küszöbérték közötti távolságot.
- A zéner dióda arra szolgál, hogy a nyugalmi állapotban lévő schmitt-trigger szakasz kollektorfeszültsége ki ne nyissa T3 tranzisztort.

Műveleti erősítővel

   Az U2 vezérlőfeszültség ha elér egy pozitív küszöbértéket akkor Uki kimenet negatív feszültséget szolgáltat, ha U2 negatív küszöbértékhez ér akkor a kimenet átbillen pozitívra. Pozitív visszacsatolással van megolda, hogy a kimenő feszültség előjele stabil maradjon. V+ lehet a tápfeszültség vagy akármilyen más referenciafeszültség amihez képest a kimenet billegni fog. Az átbillenési feszültség szintjét az R1R2 feszültségosztóval lesztott U1 adja meg. Kirchhoff-törtvénye alapján kiszámítható U1 (az R2 ellenálláson lévő feszültség, V2) értéke:

Tegyük fel, hogy R1,R2 ellenállás 10kΩ, R3 pedig 100kΩ. Ha a referenciafeszültség 15V, akkor kiszámítható, hogy U1 milyen feszültségeken billenti át az áramkört (feltételezve, hogy Uki a végletekig kibillen azaz a +15V és -15V határig). U1 értékeinek 7.68V és 6.43V jön ki, tehát ha U2≥7.68V, akkor a kimenet -15V, ha viszont U2≤6.43V, akkor a kimeneten +15V lesz mérhető. A két érték különbsége 1.43V, azaz a vezérlőfeszültség ingadozásai ennek határain belül kell legyenek, hogy az áramkör ne billenjen át.

Időzítővel

Mivel az 555-ös alapból hiszterézissel rendelkezik, ezért az egyszerű bistabil billenőkör is schmitt triggernek tekinthető. Ez helyett azonban a tipikus 555-ös időzítő áramkört ismertetem. Az időzítés azt jelenti, hogy a triggerimpulzust követően elindul egy időzítés ami az áramkört az instabil állapotban tartja egészen addig míg le nem jár az idő. 

Az áramkörre továbbra is jellemző a schmitt trigger működés, viszont a kondenzátor nem a belső kisütő tranzisztorra, hanem trigger komparátorra van kötve. A bemenetre kapcsolt magas feszültség a kondenzátort elkezdi kisütni, hisz a tranzisztor rövidre zárja. Amint a trigger (2) lecsökken U+ 1/3-ára, a trigger komparátor bekapcsol és a kimenetet logikai 1-re teszi. Mivel a tranzisztor folyamatosan sütésre kényszeríti a kondenzátort, a threshold (6) bemeneten sosem lesz elég nagy (U+ 2/3-a) a feszültség, hogy az áramkör átbillenhessen. Az időzítés a kondenzátor töltődésével indul, azaz mikor lekapcsoljuk a bemenetet hogy a tranzisztor is kikapcsoljon. Mikor a kondenzátor eléri U+ 2/3-át a kimenet átbillen logikai 0-ra. Idáig hasonlít a monostabil billenőkör működéséhez, csakhogy ha a triggerimpulzus elég hosszas ahhoz, hogy a kondenzátor ne csak U+ 2/3-áig (t=1.1RC), hanem egészen a tápfeszültségig teljen, akkor a kimenet sokkal hosszabb ideig maradhat logikai 0. Ez azért lehetséges, mert nincs igénybe véve az IC belső kisütő tranzisztora ami rögtön elkezdené kisütni a kondenzátort amint az eléri U+ 2/3-át. Tulajdonképpen egy nagy kapacitású kondenzátorra van szükség, amit hagyunk teljesen feltelni (azáltal, hogy nem adunk bemenő jelt), majd a bemenő jel hatására az elkezd kisülni R ellenállás nagyságától függően és a kimenet logikai 0 marad amíg a kondenzátor le nem merül U+ 1/3-ára.

Áramköri alkatrészek

1. Bipoláris tranzisztorok
2. Unipoláris tranzisztorok
3. IGBT tranzisztorok
4. Fototranzisztorok
5. Diódák
6. Fotodiódák
7. LED-ek
8. Optocsatolók
9. Tirisztorok
10. Diac
11. Triac
12. Ellenállások
13. Foto-ellenállások
14. Kondenzátorok
15. Tekercsek
16. 555-ös időzítők
17. Műveleti erősítők

Bipoláris tranzisztorok

Működés

- Azért "bi"-poláris, mert működésében az elektronok és a lyukak (elektronhiányok) is töltéshordozók. PNP tranzisztornál a lyukak, NPN esetén az elektronok vannak többségben.
- A bipoláris tranzisztorok félvezető alkatrészek, melyeket erősítésre vagy kapcsolgatásra használnak. Kapcsolnak, mert a bázisukra (B) vezetett áram összekapcsolja az emitter(E)-kollektor(C) lábakat. Erősítenek, mert a bázisra vezetett áram jóval kisebb is lehet mint az emitter-kollektor körben folyó áram.
- Egy bipoláris tranzisztor bemenő (vezérlő) köre a B-E szakasz, a kimenő (terhelő) köre a C-E szakasz. A tranzisztort a B-E feszültség (Ube) és a B áram vezérli (Ib). Ha valamelyik zéró, akkor a tranzisztor zárva marad. Zárva azt jelenti, hogy a C-E lábak ellenállása nagyon nagy (10-500M ohm). Nyitáskor ez folyamatosan csökken, míg az Ube és Ib el nem ér egy határértéket, ahonnan teljesen kinyit (20-100 ohmos ellenállásúvá válik a C-E szakasz). Ha például egy ellenállást kötnénk a kollektorra, akkor a rajta lévő feszültség követné az áramváltozást Ohm törvénye szerint.
- A bipoláris tranzisztor képletei: Uce = Ucb + Ube és Ie = Ic + Ib = (1/erősítés+1)*Ic
- A PNP annyiban különbözik az NPN-től, hogy a B és C lábakon folyó feszültség negatív kell legyen az E-hez képest. Ez azt jelenti, hogy ez E-hez képest az NPN bázisa pozitívabb, a PNP bázisa negatívabb feszültségre nyit. Ez a Pozitív-Negatív-Pozitív és a Negatív-Pozitív-Negatív jelentésből hamar meglátszik, de a tranzisztor jele is erre utal, hisz az NPN kifele mutató nyila azt mutatja, hogy pozitív B esetén (az E-hez képest) az áram a C-tól az E fele folyik, a PNP befele mutató nyila viszont azt jelzi, hogy negatív B esetén (az E-hez képest) az áram E-től a C fele folyik.
- A tranzisztor anyagától függően, a pn-átmeneteknél  feszültségesés van (például az NPN szilíciumtranzisztor  feszültsége 0.6V-ot csökken a B-E szakaszon).

Ellenőrzés multiméterrel

 - Kiméréskor érdemes úgy tekinteni a bipoláris tranzisztorra mint két diódára, minek van egy közös kivezetésük. NPN esetén a pozitív (anód) a közös, PNP esetén a negatív (katód).
 - A multimétert diódamérésre állítjuk. Akár a diódánál, itt is a pozitív mérőszondát az anódra, a negatívat a katódra tesszük, és 600-680 közötti értéket várunk a kijelzőn. Ha ennél sokkal kevesebb, vagy sokkal több, akkor hibás a mért kivezetés.
- Például az NPN tranzisztornál a pozitív mérőszondát a B-ra, a negatívat az E-re majd a C-ra helyezvén megmérhetjük a "két diódát". A PNP-nél ugyanez a folyamat csak felcseréljük a mérőszondákat. Fontos, hogy végül az E-C lábak között is mérjünk, itt semmit sem szabad mutasson a műszer.
- Ez a módszer alkalmas az ismeretlen lábkiosztású tranzisztorok lábainak azonosítására is.

Adatlapok olvasása

 Legyen egy közismert bipoláris tranzisztor, a BC546B. Ha egy adatlapot vizsgálunk, első sorban a csúcsértékekre vagyunk kíváncsiak. Minden adatlap ezekkel az értékekkel kezdődik.

- Az első érték a C-E szakaszhoz tartozó áramkör maximális egyenáramú feszültség, ami 65V. Ennél nagyobb feszültséget nem képes a tranzisztor vezérelni.
- A második paraméter a C-B feszültség, ami a C és B közötti dióda maximális záróirányú feszültsége. 80V-nál nagyobb feszültséget már nem képes a dióda visszatartani.
- A harmadik feszültség a maximális záróirányú feszültsége az E-B diódának. Ennek nem kell nagynak lennie, ugyanis ezen a diódán többnyire nyitóirányú feszültséget használunk (0.6V fölött már nyit).
- A negyedik érték, ami legtöbbször sorsdöntő szerepű, a kollektoron elviselhető áram. Ha a tranzisztor kimenő körét 100mA-nál jobban leterheljük, akkor a tranzisztor kiég.
- Az ötödik és hatodik paraméter a tranzisztor által elhasznált energia Wattban megadva. A tranzisztor 625mW-ot vesz fel a tápból a működéshez anélkül, hogy túlmelegedne és tönkremenne. Ezt az értéket le kell vonni ha erősítőt tervezünk. Ha ez nagyobb lenne 1 Wattnál, akkor hűtőbordára kéne szerelni a tranzisztort. A TA (Junction to Ambient) a tranzisztor környezete és a záróréteg hőmérséklet-viszonyára vonatkozik, míg a TC (Junction to Case) a tranzisztor teste (ami lehet műanyag, vagy vas) és a záróréteg hőmérséklet-viszonyára szól. Bár a TC érték magasabb, a tranzisztor saját hője nem marad mindig konstans, a környezet hője elnyelheti azt. Ezt az értéket akkor vegyük figyelembe, ha a tranzisztort hűteni fogjuk. Az 1.5W azt jelenti, hogy ha a melegedő tranzisztort képesek vagyunk 25C fokon tartani, akkor 1.5 Wattnyi energiát fog a tápból elnyelni (hővé alakítani). Ilyen kis tranzisztornál mint ez, inkább a TA értéket nézzük, ez jelezi a hűtés nélküli határértéket 25C fokon.
- Az utolsó paraméter a tranzisztor tárolási és működési hőmérséklete (a zárórétegnek, hiszen itt történik minden). Ez -55 és 150C fok között kell legyen.  
Hasonlítsuk össze az adatlap táblázatait a jelleggörbékkel.

- Az első jelleggörbe a tranzisztor egyenáramú erősítését mutatja a C-on lévő áram függvényében, mikor a rajta lévő feszültség 10V. Látszik, hogy a tranzisztor erősítése kicsit sem konstans.
- Az erősítés (hFE vagy beta) azt jelzi, hogy a C-on mennyivel nagyobb áram lehet a B áramához képest. Az egyenáramú erősítés képlete: B = Ic / Ib.
- Legtöbbször az erősítési tényezőt tüntetik fel az Y tengelyen (100-1000 körüli értékeket), itt azonban a szorzótényező szerepel. Látható, hogy az 1.0 szorzótényezőnél 4mA körül halad át görbe, tudnunk kell tehát, hogy 4mA-nél mekkora az erősítés.
- A táblázatból sajnos csak 2mA-hez van megadva egy tipikus 290-szeres erősítés. Ez kb a 0.95-ös szorzásnak felel meg a táblázat szerint, tehát az 1.0-hoz kb 305-ös erősítés tartozik.
- Ha például 100mA folyik a C-E szakaszhoz tartozó áramkörben, akkor leolvashatjuk, hogy 0.6x305=183-szeres erősítése lesz a tranzisztornak (amit a táblázat is igazol), tehát a bázison legkevesebb 100/183=0.54mA kell folyjon, hogy a tranzisztor kinyisson.

- A második jelleggörbe a tranzisztor szaturációs (telítettségi) és nyitó ("on") feszültségeit mutatja, ahogyan azok növekednek a kollektorárammal.
- Ez főként a kapcsolóüzemben lévő tranzisztoroknál fontos, ugyanis a szaturáció arra a pontra vonatkozik, mikor a tranzisztor teljesen ki van nyitva és a C-E-hez tartozó áramkör teljes árama átfolyik a C-E szakaszon.
- Szaturációs állapotban a C-B dióda záróirányú előfeszítése nem teljesül, így az áramerősítés összefüggése sem.
- A grafikonról az olvasható le, hogy C-E szakaszon, ha például 30mA folyik, akkor az 0.8V B-E feszültségen kezd el nyitni és 0.88V-nál lesz teljesen kinyitva. A C-E feszültség eközben 0.11V-ra emelkedik.

 - A harmadik ábra a tranzisztor kimeneti karakterisztikája. A kimeneti paraméterek az Ic és az Uce, Ib függvényében.
- Ezek a jelleggörbék a tranzisztor munkapontjának beállításánál hasznosak. Például, ha a kollektoron 100mA fog folyni 1V-os C-E feszültség mellett, akkor a bázisáram 1mA kell legyen legkevesebb. Minél nagyobb a feszültség a C-E szakaszon, annál kevesebb nyitóáram szükséges.
- Látható, hogy a kisebb kollektoráramokhoz tartozó feszültségek nem vonnak maguk után nagyobb bázisáram igényeket.

- Ami még fontos lehet, az a BC546-oshoz tartozó tranzitfrekvencia. Ez nem más, mint egy mérési frekvencia (ahol az erősítés erősen csökken) és ezen a frekvencián érvényes áramerősítési tényező szorzata. Ez a szorzat az a pont, ahol az áramerősítés egyre esik. A tranzisztor vágási- és tranzitfrekvenciája közötti megbecsült sáv látható az ábrán, ami a kollektorárammal változik.
- A tranzisztort ezen a sávon belül kell használni erősítőnek vagy oszcillátornak.
- Az Y tengely MHz-ben van megadva, 5V-os C-E feszültség mellett.
- Az ábráról leolvasható, hogy például 10mA kollektoráram mellett, a tranzisztor legfeljebb 300MHz-el képes kapcsolgatni. Amikor egy tranzisztor zárási állapotból vezetési állapotba kerül, idő telik el, ugyanúgy fordítva is. A tranzisztor nem erősíthet olyan frekvenciájú jeleket, melyek félperiódusai kisebbek a tranzisztor nyitó és záró idejeinek összegével.

A legtöbb tranzisztornál, de főleg a teljesítménytranzisztorok esetén megadják a biztonságos működési zónát (SOA - Safe Operating Area). A mellékelt diagram a 2N3055 tranzisztor kimeneti áramát és feszültségét szemlélteti és négy korlátozó paramétert tűntet fel. Ezek közül az áramkorlátot (vízszintes) és feszültségkorlátot (függőleges) a tranzisztor technológiai jellemzői és felépítése határozza meg. Jelen esetben ezek a korlátok 15A és 60V. A tranzisztor maximális teljesítménydisszipációja csökkenti az áram és feszültségkorlátokat (elsődleges letörés vagy hőletörés). A disszipáció vagy hőtermelés okozta korlátozás mértéke a tranzisztor terhelési idejétől függ. Ha a terhelés folyamatos (dc vonal), akkor a tranzisztor például 4A-t csak 30V-on tud. E felett, vagy akár ennek közelében tönkremegy. Szaggatott terheléssel (pl. 1ms-os impulzussal – 1ms törésvonal) a tranzisztor 30V-on 10A-t is tud. A tesztek egyetlen impulzussal voltak végezve, folyamatos impulzusok jobban korlátoznak, a kitöltési tényező függvényében. Másodlagos letörés a bipoláris teljesítménytranzisztoroknál van, melyeknél nagy az átmenetek felülete. Előfordulhat, hogy az áramsűrűség nem egyenletes eloszlású és helyi túlterhelések lépnek fel. Emiatt bizonyos pontokon túlhevülés és akár zárlat keletkezhet, ami a tranzisztor tönkremeneteléhez vezet. Az adatok 25C fokon érvényesek, de sokat számít a tranzisztorok hűtőfelülete, szellőzése és rögzítése is.

Munkapont beállítás

 A tranzisztorokkal csak megközelítőleg lehet lineáris erősítőt készíteni, amihez a kimeneti és bemeneti jelleggörbéken szükséges egy munkapontot megjelölni. A megjelölt munkapontban való működést a differenciális ki- és bemeneti ellenállások valamint az áramerősítés határozza meg. Éppen ezért az egyenáramú erősítési tényezőt különböző munkapontokban adják meg. A munkapont beállítása során figyeljünk oda, hogy az ellenállások értékei az aktív tartomány feszültségeit és és áramait jellemezzék, tehát ne úgy állítsuk be a tranzisztort, hogy az teljesen nyitva, vagy teljesen zárva legyen, hanem valahol a kettő között, félig nyitva, félig zárva. Ha elérjük ezt, a tranzisztorra rákapcsolható az erősíteni kívánt jel.
A bemeneti kondenzátor kiszűri az egyenáramú feszültséget, ugyanis csak a váltakozó rezgéseket engedi át. Ugyanígy védi a kimenetet a kimenő kondenzátor is. Az Re és Ce a munkapont stabilizálására szolgál, meggátolja, hogy a tranzisztor felmelegedése esetén a munkapont eltolódjon (hidegített emitter-ellenállásnak is nevezik). A munkapontot az Rb1 és Rb2 feszültségosztó végzi. Ezek állítják be a bázis előfeszültségét. Tehát a C-E körben folyó áramot a B-E diódán beállított munkaponti körülmények határozzák meg. Ez az Rc ellenállástól teljesen független, de ezt általában úgy választjuk meg, hogy a tranziszor C-E lábaira a tápfeszültség (Ut) fele essen.

Unipoláris (térvezérlésű) tranzisztorok

Működés

- Azért "uni"-poláris, mert működésében vagy az elektronok vagy a lyukak (elektronhiányok) a töltéshordozók. A "tér" az elektromos térre utal amit a vezérlő feszültség kelt. Míg a bipoláris tranzisztorokat a bázison (B) bemenő áram vezérli, az unipoláris tranzisztorokat a Gate-en (G) bemenő feszültség vezérli. A vezérelt áramkörhöz tartozó lábak nevei Source (S) és Drain (D).
- A magyar elektronikai köznyelvben a bipoláris tranzisztort tranzisztornak, az unipoláris tranzisztort pedig FET-nek nevezik (Field Effect Transistor). A FET-ek sokfélék lehetnek, a következő ábrán a csoportosításuk és a rajzjeleik láthatóak (forrás: hobbielektronika.hu).

- Mivel a vezérlésnél nem számít az áram, így minimális teljesítménnyel is vezérelhető, éppen ezért kis fogyasztású áramköröknél használják. Az n és p csatornás FET-ek közötti különbség ugyanolyan jelentőséggel bír mint a PNP és NPN tranzisztorok közötti különbség, tehát az aktív részre vonatkozik. A FET csatornájának egyik vége az S (Source - forrás) a másik vége a D (Drain - nyelő).

JFET

A legegyszerűbb FET-ek a záróréteges típusúak, más néven JFET-ek (Junction FET). Ha például egy n-csatornás JFET csatornájára feszültséget kapcsolunk (az S és D lábra) akkor ezen a csatornán megindulnak az elektronok. A jobb oldali ábrán látható, hogy a két p kivezetés össze van kötve és a G lábra csatolva. A p és n között lévő szürke réteg a tértöltési zóna, ami a p és n zónák közötti előjelkülönbség miatt képződik. A tértöltési zóna annál vastagabb minél nagyobb a záróirányban ható feszültség. Ha például G-re és S-re ugyanazt a feszültséget tesszük (pl. 0V-ot), akkor a tértöltési zóna itt elvékonyodik ám a D oldalon kiszélesedik. Az n csatornán haladó elektronok nem tudnak áthatolni a tértöltési rétegen (kilökődnek ebből) ezért arra kényszerülnek, hogy az elvékonyodó n csatornán jussanak tovább. Minél keskenyebb a csatorna annál nagyobb az ellenállása, tehát annál kisebb áram folyik át rajta. Más szóval a GS feszültség (Ugs) korlátozza a csatornán átfolyó áramot. Visszatérve az n és p csatornás JFET-ek közti különbségre: az n-csatornásnál a minél negatívabb Ugs zárja el egyre jobban a csatornát, a p-csatornásnál pedig a minél pozitívabb Ugs.

MOSFET
A MOS elnevezés a FET felépítésének sorrendjére utal: Metal (fémburkolat), Oxid (SiO2), Semiconductor (a félvezető). Ahogy az osztályozás ábráján is látható, van egy negyedik kivezetés, a szubsztrát vagy Bulk (B), bár gyakran ezt a kivezetést még a tokon belül összekötik az S-el. A jobb oldali ábrán egy n-csatornás MOSFET látható. Mivel S és D külön zónát alkot, ezekre feszültséget kapcsolva nem történik semmi. Azonban mikor a G-re (az S-hez képest) pozitív feszültséget kötünk, akkor a p-szubsztrátban elektromos tér keletkezik. Itt lyukak és elektronok is vannak, amelyekből az elektromos tér hatására az elektronok a szigetelőréteghez sűrűsödnek. Mivel az elektronok és a lyukak taszítják egymást, a szigetelőréteg felől elektrontöbblet vagy lyukhiány alakul ki. A két n zóna között híd képződik amin az áram S-ből D-be juthat. Minél pozitívabb az Ugs feszültség, annál tömörebb híd jön létre, ami nagyobb áramot képes megbírni. Ahogy csökken a feszültség úgy ritkulnak az elektronok és úgy csökken a híd vezetőképessége. Más szóval Ugs korlátozza a csatornán átfolyó áramot. A különbség a növekményes és a kiürítéses MOSFET között az, hogy a növekményes a fent leírt módon csak akkor vezet, ha Ugs pozitív (önzáró típus), ezzel szemben a kiürítéses MOSFET anélkül is vezet, hogy a GS lábakra feszültséget kapcsolnánk. A kiürítéses típust ezért önvezetőnek is nevezik, ám ez a vezetés nem maximális. Pozitív feszültséggel növelhető a vezetőképesség, negatívval pedig csökkenthető (azaz negatív és pozitív Ugs feszültséggel is vezérelhető).

Ellenőrzés multiméterrel

N-MOSFET:

A kikapcsolt növekményes MOSFET egyik lába között sem szabad zárlatnak lennie. A  G-D és G-S között semmiképp, a D-S csatorna sem vezet alapállásban, legalábbis mikor az Ugs feszültség nulla. Zárjuk tehát rövidre a G-S lábakat, ha csak egy pillanatra is, majd mérjük meg a D-S szakasz vezetőképességét akár ellenállásmérővel, akár diódamérővel. Ha a tranzisztor jó, akkor nem szabad az áramnak átfolynia a D-S csatornán.

Kapcsoljuk a multimétert alacsony ellenálláskorlátra (2k vagy 200 ohm) vagy diódamérő állásba, hogy a műszer szondáján legalább 3V legyen. A D-S csatorna az n-csatornás MOSFET-nél pozitív Ugs feszültségre kezd vezetni, ezért tegyük a fekete mérőszondát az S-re és a pirosat a G-re és tartsuk ott legalább 1 másodpercet. A műszer nem kell jelezzen semmit, ezzel csupán felépítjük a hidat a D-S lábak között. Ezután a D-S csatorna között a műszernek az Rds(on) értéket, azaz közel nulla ellenállást kell jeleznie, vagy sípolnia, ha diódamérővel mérünk. Ha most sincs vezetés, akkor a tranzisztor hibás.

A legtöbb esetben a D-S csatornával párhuzamosan beépítenek egy diódát is a D irányába. Az áram a tranzisztorban normális esetben csak S irányába folyik, tehát a dióda a visszáramlást teszi lehetővé. Ennek a diódának a működése nem függ a tranzisztor működésétől, tehát D irányba az áram akkor is folyik, ha a tranzisztor ki van kapcsolva. Hogy a dióda jó-e, azt úgy lehet megnézni, hogy kikapcsoljuk a tranzisztort (G-S lábakat rövidre zárjuk vagy negatív feszültséget kapcsolunk rá a szondákról), majd diódamérővel megvizsgáljuk a D-S lábat, akár egy diódát: fekete szonda a D-re, piros szonda az S-re. Mivel szilíciumról van szó, a kijelzett érték 400 feletti kell legyen.

A p-csatornás MOSFET ellenőrzése is ugyanígy történik, csupán a szondákat kell felcserélni.

N-JFET

Ebben az esetben a G és a szubsztrát között nincs szilícium-oxid szigetelőréteg, ezért egyszerű pn-átmenet tesztet kell végezni, akár egy dióda esetén. A műszert diódamérő állásban rákötjük a megfelelő polaritással: pirosat a pozitív G-re, a feketét pedig szerre a másik két negatív lábra. A kijelzőn 400 feletti érték kell szerepeljen, megcserélve a szondákat pedig szakadást kell mutasson.

A D-S csatorna ugyanazon szubsztráthoz tartozik, tehát alapból nyitva van mindkét irányban. A biztonság kedvéért a G-S lábakat zárjuk rövidre, hogy Ugs biztosan 0V legyen és úgy mérjünk ellenállást. Az érték inkább 100 ohm alatti, de legfeljebb pár száz ohm kell legyen.

Zárjuk le a D-S csatornát negatív Ugs feszültséget kapcsolva a G-S lábakra: alacsony ellenálláskorláton vagy diódamérő fokozatban tegyük a piros szondát az S-re, a feketét a G-re. Ezek után a D-S lábak között nem szabad vezessen.

A p-csatornás JFET ellenőrzése is ugyanígy történik, csupán a szondákat kell felcserélni.

Adatlapok olvasása

 Legyen példa az IRF3205L közismert n-csatornás növekményes MOSFET. Az adatlap rögtön a legfontosabb paraméterekkel kezdődik: Vdss a vezérelt áramkör maximális feszültsége Id pedig a maximális árama. Rds(on) a bekapcsolt MOSFET ellenállása.

Az első két sor a folyamatosan terhelő D áramot mutatja különböző hőfokokon mikor Ugs=10V. A harmadik sor szerint 390A áramerősséget képes elviselni a D ha a terhelés impulzusszerűen történik. A következő sor a legnagyobb teljesítményveszteséget mutatja amit a FET okozhat 25°C fokon. Ez az érték kiszámítható a maximális PN-átmenet hőmérsékletéből és abszolút termikus ellenállásából (következő táblázat):

A Linear Derating Factor (értékcsökkenési tényező) segítségével ki lehet számolni a teljesíményveszteséget kisebb Tc hőmérsékleten. Minden Celsius fokkal kivonunk 1.3W-ott a 200-ból. Ezután következik a Vgs, a maximális vezérlőfeszültség. Az "avalanche current" és "energy" a küszöbértékekre vonatkozik, mikor a FET-et a határértékeken vagy azon felül használjuk. A következő értékek az üzemhőmérséklet és a forrasztási hőfok (10 másodpercnyi forrasztásra). Az utolsó érték az alkatrész felfogatására vonatkozó nyomatékot és a csavar típusát határozza meg (habár ezt a FET-et nem csavarral kell rögzíteni).

Az "Junction-to-Case" és a "Junction-to-Ambient" a FET zárórétege és a teste (műanyag-vas) valamint a záróréteg és a környezet közötti abszolút termikus ellenállások értékei. A vizsgált FET hűtőfelülettel rendelkezik aminél kisebb a termikus ellenállás. Ha megfelelően hűtjük, akkor a FET 0.75°C-ot melegedik minden Wattnál, ha nem hűtjük, akkor 40°C-ot.

Az első két "breakdown" érték a nemrég említett "avalanche" áramtűrés kondícióját mutatja: 55V DS feszültség és 25°C hőmérséklet felett a fsezültség 0.057V-ot esik minden °C-nál. Ahogyan látható, csak kis áram mellett bírja ezt a FET, ám impulzsokkal (amiknek a kitöltési tényezőjét a záróréteg hőmérséklete korlátozza) elérhető az "avalanche" hatás. A következő értékek a DS ellenállás és a G küszöbfeszültség (alsó küszöb, amitől már létrejön a vezető csatorna a D és S között). A gfs a transzkonduktancia ami a kimenő áramerősség és a bemenő feszültség változásainak aránya (ΔI/ΔU), azaz a D áramérzékenysége a G feszültségére, Siemens-ben mérve. Az ezt követő "leakage" paraméterek szivárgó (vagy kúszó) áramra vonatkoznak, melyek a FET nem tökéletesen szigetelt lábai között jelenhetnek meg. A további három "Charge" paraméter a G elektromos töltésére vonatkozik (Coulomb-ban). Ezek az értékek arra jók, hogy ki lehessen számolni, hogy mennyi áram szükséges a FET bekapcsolásához a kívánt időn belül (töltés = áram x idő). Az ezt követő "Time" paraméterek a FET kapcsolgatásához szükséges időt mutatják az adott paraméterek mellett. A félvezető induktivitását és kapacitását mutató paraméterek fontos szerepet kapnak az áramkör ki- és bemenete közötti visszacsatolás megtervezésében. A "Time" paraméterek is szorosan összefüggnek ezekkel, hisz például a bekapcsolási idő az az idő, amennyi a bemeneti kapacitásig való feltöltődéshez szükséges mielőtt a D áramvezetés megkezdődne. A maximális impulzusszerű áramlöketnél (62A), az impulzus energiája legfeljebb 264mJ 175°C mellett (az 1050mJ a FET tönkremeneteli küszöbe).

A DS áramkör (vagy a FET kimenetének) áram-feszültség karakterisztikája különböző záróréteg hőmérsékleten. A táblázatból kiderült hogy a FET nyitófeszültsége legkevesebb 2-4V és legtöbb 20V lehet. A görbéken a biztonságos 4.5-15V-os tartomány látható. Minél kisebb a nyitófeszültség, annál kevesebb áram folyhat a DS lábakon (hiszen gyengébb vezetőhíd keletkezik). Ahogy a záróréteg hőmérséklete nő úgy nő a DS áramtűrése is (mert nő a belső ellenállás).

A fenti két ábra azt mutatja, hogy hogyan nő a DS áramtűrő képessége a vezérlőfeszültség növelésével, és hogy hogyan nő a bekapcsolt FET DS ellenállása a hőmérséklet emelkedésével.

Az fenti első grafikon a FET rajzjelén látható DS dióda nyitóirányú feszültségesését mutatja SD áram függvényében különböző hőmérsékleten. Ez minél kisebb annál jobb főleg az olyan áramkörökben ahol a dióda gyakran nyitóirányú előfeszítést kap. A p-csatornás FET-eknél nagyobb feszültség esik, mivel a fém elektromos ellenállása nagyobb a p-szilikonnal szemben, mint az n-szilikonnal szemben. A második grafikon a biztonságos üzemzónát szemlélteti. Kiderül, hogy 30A - 55V DS áram és feszültség alatt nem mehet tönkre a FET. A biztonsági zóna bal oldalán lévő kis háromszög az a rész ahol DS lábak közti ellenállás is korlátol. A ferde párhuzamos vonalkák a különböző impulzus szélességekre vonatkoznak, melyek szintén korlátozzák a biztonságos üzemzónát.

IGBT tranzisztorok

Működés

Az IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor – szigetelt Gate-tel rendelkező bipoláris tranzisztor) átmenetet képez a bipoláris tranzisztorok és a MOSFET-ek között, egyesíti ezek előnyeit: feszültséggel vezérelhető, magas a kapcsolási frekvenciája, kicsi a feszültségesése, kis vezetési veszteséggel rendelkezik és magas a bemeneti impedanciája. Ezáltal magas áram és feszültség vezérlésére képes.

Paraméter	Bipoláris tranzisztor	MOSFET	IGBT
Névleges feszültség	Magas <1kV	Magas <1kV	Nagyon magas >1kV
Névleges áramerősség	Magas <500A	Alacsony <200A	Magas >500A
Vezérlés	Áram, hFE=20-200	Feszültség, VGS=3-10V	Feszültség, VGE=4-8V
Bemeneti impedancia	Alacsony	Magas	Magas
Kimeneti impedancia	Alacsony	Közepes	Alacsony
Kapcsolási sebesség	Lassú (µs)	Gyors (ns)	Közepes
Költség	Alacsony	Közepes	Magas

A fenti ábrán lévő egyszerűsített ekvivalens ábrázolása az IGBT-nek a Darlington kapcsolásra emlékeztet. Egy N-csatornás MOSFET és egy PNP tranzisztor látható, ahol a MOSFET vezéreli a bipoláris társa bázisát.

- A PNP tranzisztor erősítése: beta = kimenő áram / bemenő áram, ahol a bemenő áramot a MOSFET szabályozza a Gate-re kapcsolt feszültség alapján, tehát beta = kimenő áram / bemenő feszültség.

- A Gate-re kapcsolt pozitív feszültség (+Vge) lehetővé teszi az áram folyását a C->E irányban. Az elektronok áramlani kezdnek az emittertől a kollektor irányába, ami pozitív ionokat (lyukakat) vonz a p-típusú szubsztrátumból az eltolási tartományba az emitter felé,. Ettől csökken az eltolási tartomány effektív ellenállása – vagyis az elektromos vezetőképesség modulált lesz. Emiatt csökken a bekapcsolt tranzisztor szaturációs feszültsége, ami az IGBT tranzisztorok fő előnye a MOSFET tranzisztorokkal szemben. Ennek viszont ára van, még pedig hogy lassul a kapcsolási sebesség, főleg a kikapcsolási idő növekszik, hiszen az elektronáramlás csak akkor szűnik meg, ha a gate-emitter feszültség a küszöbérték alá csökken. A lyukak azonban az eltolási régióban maradnak, amiket csak feszültséggradiens vagy rekombináció révén lehet eltávolítani. Az IGBT-ben tehát megmarad az áramlás, míg a lyukak is el nem távolodnak vagy újra nem kombinálódnak. A rekombináció sebessége szabályozható egy n+ pufferréteggel. Ez gyorsan elnyeli a beragadt lyukakat a kikapcsolás során. Nem minden IGBT rendelkezik ezzel a réteggel; amelyek igen, azok PT (punch-through) típusúak, amelyek nem, azok NPT (non punch-through) típusúak.

Ellenőrzés multiméterrel

Zárjuk rövidre a G-E lábakat és kapcsoljuk a multimétert diódamérő állásba. Piros vezeték az E-re, fekete a C-re. 300-600 közötti értéket szabad mutasson a műszer, felcserélve a mérőszondákat pedig szakadást kell jelezzen. Ha ez rendben van, akkor szakítsuk meg a zárlatot és kapcsoljunk ellenállásmérésre. G-E és G-C lábak között végtelen ellenállás jelez hibátlan működést.

Adatlapok olvasása

Az IGBT tranzisztorok jelölése eltér a bipoláris és MOSFET tranzisztoroktól. Az IGBT kódja több mindent elárul a tranzisztorról. Például legyen az NGTB20N120IHWG cikkszámú tranzisztor.

- N vagy S = gyártó: ON Semiconductor vagy ST

- GT = IGBT tranzisztor

- B = belső diódával

- 20 = 20A áramerősségű

- N = N csatornás

- 120 = 1200V feszültségű

- IH = alkalmazása az indukciós fűtőkben

- W = TO-247 tokozás

- G = ólommentes alkatrész

Ezekből talán a feszültség és az áramerősség a legfontosabb, melyek mellett az adatlap kiemeli a C-E szaturációs feszültséget (2,2V) – a C-E lábak közti feszültségesést, amikor a tranzisztor teljesen ki van nyitva. A bipoláris tranzisztorhoz képest (0,2V) ez igencsak nagy érték, de egy MOSFET-hez képest kevés. A MOSFET szaturációs feszültsége a vezetési ellenállás (On-resistance)  és a drain lábon folyó áramerősség szorzatával egyenlő. Például az IRF520 esetén 0.27 ohm x 10A = 2.7V, míg az NGTB20N120IHWG esetén 20A terhelés mellett is 2.2V körül marad. Ez függ a Gate-re kapcsolt feszültségtől is, amiről az adatlap mutat néhány példát:

Szobahőmérsékleten (25^oC), ha a tranzisztort 11-20V feszültséggel van vezérelve, akkor a kollektoráramtól kevésbé függően a szaturációs feszültség 2.2V környékén marad. Ha csak 8V-tal van meghajtva, akkor nem telítődik rendesen és pár amper terhelés mellett már jelentősen megnő a C-E lábak feszültségesése.

RS az elektromos vezetőképességgel modulált n-régió ellenállása, RCH pedig a MOSFET csatornaellenállása. További befolyásoló tényezőnek számít, hogy a tranzisztor PT vagy NPT típusú. Az NPT felépítésű tranzisztorok általában magasabb szaturációs feszültséggel rendelkeznek. Ráadásként az NPT szaturációs feszültsége a hőmérséklet emelkedésével csak nagyobb lesz (pozitív hőmérsékleti koefficiens), míg a PT tranzisztoré csökken (negatív hőmérséklet koefficiens). Felépítéstől függetlenül, a nagy szaturációs feszültségű IGBT tranzisztorok nagyobb sebességgel kapcsolgatnak, mint az alacsony szaturációs feszültséggel rendelkezők. Éppen ezért előfordul, hogy egy gyors PT felépítésű tranzisztor szaturációs feszültsége nagyobb, mint egy lassú NPT felépítésű tranzisztoré.

A Vge – Ic karakterisztika hőmérsékletfüggő, de az ábrán feltüntetett két hőmérséklettől függetlenül 9.5-10V körüli Vge feszültség pozitív hőmérsékleti koefficienst jelent (= a hőmérséklettel nő az ellenállás a C-E lábakon, tehát Vce is egyre nagyobb). A tranzisztor gate-emitter küszöbfeszültsége a táblázat és a grafikon alapján 4.5-6.5V, tehát ez és 10V közötti lehet a vezérlőfeszültség. 10V felett már nem látszik, de kereszteződik a két görbe, és a negatív hőmérsékleti koefficiens lép érvénybe (= a hőmérséklet növekedésével csökken az ellenállás). Ez viszont már kívül esik a biztonságos működési tartományból, nem érvényes erre a tranzisztorra.

A SOA grafikonról leolvasható, hogy például 100V kimenő feszültség mellett legfeljebb 3A folyamatos és 6A impulzus-szerű terhelés lehetséges. Az ábra szerint a tranzisztor legfeljebb 80A vagy 100V-ot bír ki (nem egyszerre).

Amikor a tranzisztor nincsen, vagy fordítottan van előfeszítve (Vge=0 vagy Vge negatív) – például egy induktív terhelés kikapcsolásakor – akkor nagy feszültség kerül az IGBT kollektor-emitter körére. Ugyanekkor a megmaradt lyukak miatt egy darabig nagy áram folyik a tranzisztoron. Ekkor a fordított SOA grafikon lép érvénybe. A tranzisztor záróirányú előfeszítése 80A áramerősséget és 100V feszültséget bír ki.

Fototranzisztorok

Működés

     A fototranzisztokrok olyan bipoláris szilíciumtranzisztorok, melyeknél a vezérlő bázisáram a fényerősségtől függ. A bázis-kollektor (vagy bázis-emitter) PN-átmenetre eső fény vezérli a tranzisztort. Éppen ezért nincs is feltétlenül szükség a bázis kivezetésére, legfeljebb csak a munkapont beállítása miatt. A működése pontosan ugyanolyan mint a hagyományos tranzisztoré, ám az egyenáramú erősítési tényező a fényérzékeny felület érzékenységétől függ (ez lencsékkel növelhető). A fototranzisztorok bekapcsolnak (összekötik az emittert a kollektorral) amint a közeli infravöröstől a látható spektrumtartományon át az ultraibolyáig sugárzás éri. 

Elmondható tehát hogy egy fototranzisztor egymagában szinte mindig be van kapcsolva. Ezt az értékenységet azonban befolyásolni lehet az emitterre vagy kollektorra kötött ellenállással. Mivel a fény erősségével csökken az E-C lábak közti ellenállás, a kollektorkapcsolás esetén a kimeneti feszültség a fénnyel együtt fog nőni, a emmiterkapcsolásnál pedig a fény növekedésével csökkenni. Ha a tranzisztornak van báziskivezetése és például az emitterkapcsolást használjuk, akkor az Rb ellenállással beállítható, hogy mekkora maximális árammal lehessen vezérelni a tranzisztort, szabályozván az EC áramkör áramát. A fényérzékenység a tranzisztor anyagától és felépítésétől függ. A költségek csökkentése érdekében a tranzisztorokat egy alapanyagból készítik, melyeknek 50 és néhány 100 közé esik az erősítésük, de vannak összetett anyagúak is, ahol az erésíési tényező meghaladja a 10 ezret. A spektrumtartomány is az anyagtól függ. Tudván, hogy a látható fény 390-780nm közé esik, a szilícium fototranzisztor 190-1100nm, a germánium 400-1700nm, a InGaAs 800-2600nm és az ólom-szulfid 1000-3500nm tartományt látja.

Ellenőrzés multiméterrel

     A báziskivezetéssel rendelkező fototranzisztorok kimérése úgy történik mint a hagyományos bipoláris tranzisztoré. A kivezetés nélküli fototranziszor működőképességét az emitter- vagy kollektorkapcsolással lehet megállapítani. Rc és Re ellenállások helyett LED is használható a megfelelő polaritással bekötve.  Annyi a dolgunk hogy változtatjuk a tranzisztor bázisára eső fényt és figyeljük, a kimenő feszültséget vagy a LED állapotát megállapítván, hogy helyesen működik-e az áramkör.

Adatlapok olvasása

     Legyen az SFH300 közismert bázis kivezetés-mentes NPN szilícium fototranzisztor. Ahogyan minden más tranzisztornál, a kollektoráram a lényegretörő, hogy elviselje a terhelést aminek a vezérelt áramkör teszi ki. Ebben az esetben ez Ic=50mA, azonban 10µs-nál kisebb időtartamig elvisel 100mA-t is. A maximális C-E feszültség 35V lehet. Az átlagfogyasztása 200mW.  Ezúttal nem másolom be a táblázatot hiszen majdnem teljesen azonos a sima tranzisztorok táblázatával, csupán a különbségeket és a fontosabb paramétereket sorolom fel. A fényérzékeny tartomány 420 és 1130nm közé esik, amiből a 850-870nm hullámhosszú fénysugarakra a legérzékenyebb. A tranzisztor fényérzékeny felülete 0.12 négyzetmilliméter amire ±25°-os szögből gyűjti a fényt egy lencse segítségével. Minél nagyobb a fényérzékeny felület vagy minél nagyobb intenzitással érkezik a fény, annál nagyobb a bázisáram. A C-E lábak közti kapacitás 6.5pF. Ettől és a terhelő ellenállástól függ a fototranzisztor gyorsasága. Az RC időkonstans azonban megszorzódik a nyereséggel (Miller-hatás) amiből kifolyólag elmondható, hogy minél nagyobb a nyereség, annál lassabban tud kapcsolgatni a fototranzisztor. Amint már említettem, a fototranzisztorok soha nem kapcsolnak teljesen ki, még akkor sem, ha teljesen sötétben vannak. Ilyenkor C-E lábakon át a „sötétáram” folyik, ami azonos a szivárgó árammal. Ez függ a környező hőmérséklettől, 25°C esetén 5-100nA lehet. A hirtelen fényváltozásra a tranzisztor nem reagál azonnal, el kell teljen tr (rise time) bekapcsolási idő vagy tf (fall-time) kikapcsolási idő. Ennél az alkatrésznél ezek az értékek 10µs-al egyenlőek.

A következő két táblázat a fototranzisztor kiválasztásához szükséges szempontokat mutatja be:

Diódák

Működés

     Az egyszerű dióda egy N és egy P típusú kristályból és a köztük lévő félvezető átmenetből áll. Ez utóbbi ad értelmet a dióda kifejezésnek, ugyanis egyenirányít, eldönti hogy a két irány közül merre fele folyjék az áram (di-ode = két út). A hagyományos diódáknál a PN átmenet nyitó- vagy záróirányban működtethető. A dióda alapból zárva van, ám megfelelő polaritású tápfeszültség hatására kinyílik (kis ellenállásúvá válik). A nyitófeszültség a dióda alapanyagától függ (Si=0.6V, Ge=0.2V). Ha fordítva kötjük be a diódát (záróirányban), akkor a visszafelé vezetett áram értéke nagyon kevés lesz (alapanyagtól függően), azonban az adatlapban meghatározott záróirányú feszültséget nem szabad túllépni. Ha a diódákat osztályozni kellene, akkor akár külön blogot is lehetne indítani erre a célra, azonban most csak a leggyakoribb típusokról lesz röviden szó. Ezek pedig a jeldiódák , az egyenirányító diódák és a zener diódák.

• A jeldiódák vagy kapcsolódiódák kis feszültségű és áramú jeleket kapcsolgatnak. A lenti ábrán logikai kapuk láthatók egyszerű diódákkal megvalósítva. Az ÉS kapu kimenete akkor igaz, ha mindkét bemenet igaz, ebben az esetben mikor mindkét bemenet pozitív. Ha bármelyik negatív (vagy logikai 0), akkor az áram rajta keresztül eljut a földre, zárva az áramkört. A VAGY kapu kimenete csak akkor hamis, ha mindkét bemenet hamis, azaz mikor nincs feszültség egyik bemeneten se. Hasonló megoldást használnak a tartalék tápegységek bekötésére is. A diódák iránya megvédi a tartalék tápegységet a túltöltődéstől.

• Az egyenirányítók nagy áramerősségűek és nagy teljesítménnyel dolgoznak. Ha a váltóáram egyenirányításáról beszélünk, akkor az lehet fél vagy egész hullámú egyenirányítás. A félhullámú csak a pozitív hullámfrontokat engedi át (hisz negatív – azaz fordított – irányban nem vezet a dióda), az egész hullámú pedig a pozitív és a negatív hullámfrontokat is a pozitív oldalra irányítja. Ez utóbbi kapcsolása látható jobb oldalt. Mikor a váltakozó feszültség épp pozitív, akkor a piros áramkör működik, mikor negatív akkor a zöld áramkör (ha az egyik oldal negatív, a másik hozzá képest biztosan pozitív lesz). A terhelésen mindkét esetben ugyanabban az irányba folyik az áram.

• A zener diódák nyitóirányban ugyanúgy működnek mint az egyszerű diódák, záróirányban viszont (akár nyitóirányban), csak egy bizonyos feszültségig maradnak zárva. Ezt a diódát nem a túl nagy záróirányú feszültség, inkább a záróirányú áram teheti tönkre. A jobb oldali ábrán látható egy zener diódás stabilizátor. A dióda fordítva van bekötve, ezért nem fogja átengedni a feszültséget, az elektromos áram az ellenállás után betér Vz kimenet irányába. Amint a bemenő feszültség meghaladja a zener dióda záróirányú küszöbét, a dióda vezetni kezd rövidre zárván a kimenetet. Az energia az ellenállásban fog eldisszipálódni. Ezt elég nagyra kell választani ahhoz, hogy ő nyelje el az energiát és ne a dióda olvadjon ki mint egy biztosíték.

Ellenőrzés multiméterrel

     A műszert diódaállásra, vagy 2kohmos méréshatárra kapcsolva rácsatlakoztatjuk a dióda anódját a pozitív szondára, a katódját pedig a negatív szondára. A szilíciumdiódánál 400 feletti értéket kell mutasson, a germániumnál 100-300 közöttit. Ha a kijelzett érték kisebb, akkor vagy a dióda rossz, vagy nem hagyományos diódát mérünk. Felcserélve a polaritásokat a műszer szakadást kell jelezzen, különben a dióda zárlatos. Ez az eljárás a fent említett 3 diódatípusra alkalmazható, még a zenerre is, hisz a műszer mérőfeszültsége általában nem haladja meg a zener záróirányú feszültségküszöbét. 

Az ismeretlen zener-dióda értékének meghatározása az előző ábra alapján a legegyszerűbb. A bemenet lehet például egy 9V-os elem, az ellenállás pedig 1k értékű, hogy a diódán semmiképp se folyjon 10mA-nél több áram, így biztos nem megy majd tönkre. A dióda sarkaira kapcsolt feszültségmérőn leolvasható a zener-érték. Ha a dióda zárófeszültsége 8V-nál nagyobb, akkor nagyobb bemenetű feszültséget választunk és hozzá olyan ellenállást, ami védi a diódát. A labortápegységgel rendelkezők egyszerűen beállítanak 10mA-es áramkorlátot majd fordított polaritással rákapcsolják a diódát és 0V-tól tekerik felfele a feszültséget, míg zárlatot nem jelez a tápegység. A zárlati ponton lévő feszültség lesz a zener-érték.

Adatlapok olvasása

Példának az 1N4148 gyorskapcsolású jeldiódát veszem, amit néha egyenirányítóként is használnak.  Az adatlap nyomban a legfontosabb paraméterekkel kezdődik megspórolva a böngészést: kapcsolási idő: 4ns, maximális záróirányú feszültség: 75V és a terhelhetősége 450mA.

VRRM – maximális záróirányú impulzusszerű feszültség, VR – maximális záróirányú feszültség, IF – maximális nyitóirányú áram, ami attól függ, hogy a PN átmenet mekkora hőt bír ki. IFRM – ugyanez impulzusszerűen. IFSM – a dióda legnagyobb terhelhetősége különböző időtartamig (a dióda véges időn belül éri el a maximális hőmérsékletet, minél jobban terheljük, annál hamarább). Ptot – a dióda fogyasztása, Tstg – tárolási hőmérséklet, Tj – a PN átmenet maximális hőmérséklete.

VF sorából az derül ki, hogy a dióda feszültségesése 5mA nyitóáramnál a legkisebb. Az IR sorából arra lehet következtetni, hogy a záróirányú áram annál nagyobb minél hidegebb a PN-átmenet hőmérséklete. A Cd a dióda kapacitása, 4pF. Ezzel a kapacitással a dióda legfeljebb 1MHz-en kapcsolgathat. A trr paraméter azt az időt mutatja ami alatt a dióda nyitóirányból záróirányba vált (vagy fordítva), mikor a polaritás hirtelen felcserélődik. Ez itt 4ns ám az egyenirányító diódáknál µs nagyságrendű szokott lenni. A Vfr a záróirányból nyitóirányba kapcsoló dióda feszültségcsúcsát mutatja, ami nagyon rövid ideig tart (de egyes diódáknál elérheti a többszáz voltot is). A „junction to tie-point” paraméter a PN-átmenet és a dióda csatlakozói közti hőellenállásra vonatkozik, a „junction to ambient” pedig a PN-átmenet és a dióda környezete közti hőellenállást mutatja. Mindkét abszolút érték arra az esetre vonatkozik, mikor a beforrasztott dióda egy 10mm-es alkatrészt alkot.

A fenti első ábrán a dióda nyitóirányú áram csökkenése látható a hőmérséklet növekedésének függvényében. A második ábra a hagyományos áram-feszültség jelgörbe különböző hőmérsékleten és értékeken. Leolvasható például, hogy ha a nyitott diódán 400mA halad át, akkor a várható feszültségesés tipikus esetben 1.25V lesz.

Fotodiódák 

Működés

   Olyan dióda, mely fény hatására és külső elektromos feszültség nélkül vezetni kezd. Akár a fototranzisztornál, itt is létrezik a sötétáram. A diódán átfolyó áram egyenlő a sötétáram és a fotoáram összegével, tehát minél kisebb a sötétáram, annál érzékenyebb a dióda. Úgy működik mint a napelem (tulajdonképpen a napelem is egy nagy fényérzékeny felületű fotodióda),  a dióda által elnyelt fotonok áramot generálnak. Minél nagyobb a fényérzékeny felület, annál nagyobb a fotoáram de annál kisebb a kapcsolási sebesség. A fotodiódákat záróirányban (tehát fordítva polarizálva) használják, mert az így megvilágított dióda záróirányú árama megnő (arányosan a megvilágítás mértélével). A jobboldali ábrán egy egyszerű fényerőmérő látható. Teljesen sötétben a dióda nem vezet, a kimeneten nincs feszültség. A fény növekedésével a dióda vezetni kezd és az áramkör zárul. Az ellenállás az áramkorlátozás miatt van, a dióda védelme érdekében. 
A hullámhossztartomány a dióda alapanyagától függ, ami a szilíciumon kívül még lehet germánium, CdS, InGAas, PbS, InSb. A fotodiódák felépítésében többnyire a PIN-átmenet gyakori, mintsem a PN-átmenet, mert ezzel megnő a diódák kapcsolási sebessége a fényérzékeny felület nagyságához képest. A PIN azt jelenti, hogy a P és N réteg között van egy I (intrinsic) félvezető réteg, mely által vastagabb lesz a kiürítési tartomány, ezáltal csökken a kapacitás tehát nő a kapcsolási gyorsaság (sávszélesség).

Ellenőrzés multiméterrel

   A legegyszerűbb módszer, ha a multimétert ellenállásmérésre állítjuk és rákapcsoljuk a mérőszondákat a dióda kivezetéseire. Fény hatására a mért ellenállás egyre kisebb lesz. Ugyanígy mV feszültségmérő állásban is megismételhető a mérés (egyező polaritással), de a feszültségváltozás igen kismértékű. A záróirányú tesztet a fenti kapcsolási rajz szerint lehet elvégezni.

Adatlapok olvasása

Legyen az 5mm-es SHF203 szilícium PIN fotodióda. Az adatlap táblázatai egyeznek a normál dióda táblázataival, a különbségek a következők:

A fotoáram 5V-os záróirányú feszültség és infravörös (950nm) fény mellett 80µA (de 50µA-nél mindenképp nagyobb). A dióda a 850-900nm tartományban a legérzékenyebb, ám reagál minden 400-1100nm hullámhosszú fénysugárra. A fényérzékeny felület 1 négyzetmilliméter. A fotodióda és a (műanyag) test közötti távolság 4-4.6mm. A diódára szerelt gyűjtőlencse ±20 fokos szögfelezőjű területről gyűjti be a fényt.

LED-ek

Működés

   A LED egy fénykibocsátó dióda (Light Emitting Diode), mely az infravöröstől az ultraibolyáig képes fénysugarakat előállítani. Nyitóirányban a PN-átmeneten felszabaduló energia 1-20%-a fotonok formájában szabadul ki. A LED diódákat alapanyaga lehet GaAs, GaAsP év GaP. Záróirányú működése megegyezik a hagyományos diódáéval. A LED-eket többnyire jelzésre használják, azonban a telekommunikációs berendezéseknél, például az optikai adóknál számít a LED dióda kapcsolási sebessége.

Ellenőrzés multiméterrel

   A multimétert dióda vagy nagy ellenállásküszöbre állítjuk, majd helyes polaritással a szondákat a LED kivezetéseire kapcsoljuk. Ebben a beállításban a mérőműszer szondáin elegendő áram van ahhoz, hogy a LED világítani kezdjen. Infravörös LED-ek esetén a fény csak digitális felvételen észlelhető. Az ultraibolya LED-ek fénye veszélyes a szabad szemre.

Adatlapok olvasása

Az L-53IT standard piros 5mm-es GaAsP LED-et választom.

A LED 20mA fogyasztás mellett 627nm hullámhosszon képes a legnagyobb intenzitással sugározni, ám többnyire 625nm-en sugároz. Ettől az értéktől 45nm-t térhet el működés közben (minél kisebb ez az érték annál tisztább a fény, annál egyszínűbb (monokromatikusabb), annál keskenyebb sávban szgároz). A dióda kapacitása 15pF ami egyben a kapcsolási sebességet is korlátozza (1MHz). A LED maximálisan 2.5V feszültséggel vezérelhető nyitóirányban, miközben 20-30mA-t fogyaszt. Záróirányban legfeljebb 5V-ot és 10µA áramerősséget bír ki, tehát ez a LED nagyon érzékeny a fordított polaritásra. Ha a LED-et 0.1ms időnként villogtatjuk 10%-os kitöltésű tényezőjű impulzusokkal, akkor a LED nem megy tönkre még 160mA mellett sem. A következő két paraméter az üzemi és tárolási, valamint a forrasztási hőmérsékletet mutatja.

A fenti diagram az intenzitás (normalizált) mértékét mutatja különböző hullámhosszokon. Az adatlap többi grafikon típusa megegyezik a hagyományos dióda grafikonjaival.

Optocsatolók

Működés

Az optocsatoló vagy optikai csatoló két alkatrészből áll: az optikai adó és az optikai vevő. Az adó lehet LED vagy lézer, melyek többnyire infravörös vagy vörös fényt bocsátanak ki. A vevő lehet fotodióda, fototranzisztor, de akár fotoellenállás is. Az optocsatoló célja az áramkörök galvanikus elválasztása.

Ellenőrzés multiméterrel

Először a LED-et kell leellenőrizni a hagyományos módon: ellenállás vagy diódamérővel megállapítjuk, hogy melyik az anód és a katód vagy azt, hogy nem-e zárlatos / szakadt. A tranzisztor részen ugyanígy járunk el, viszont az akkor jó, ha egyik irányba sem mutat semmit a műszer. Ez után beüzemeljük a LED-et, és változtatva az üzemfeszültséget, a tranzisztor E-C lábaira kötött ohm mérő kijelzett értéke a feszültség változásával egyszerre kell változzon.

Adatlapok olvasása

Vegyük a TLP181-es optocsatolót, miben egy GaAs infravörös LED és egy fototranzisztor található.

A táblázat külön tartalmazza a LED és a fototranzisztor paramétereit.

- A LED lefgeljebb 50mA-t fogyaszt és 1.3V-al vezérelhető. A záróirányú maximális feszültség 5V és az áram 10µA. A LED terhelése 53°C-tól felfele minden °C-al 0.7mA-t, azaz a hőmérséklet növekedésével csökken a teljesítmény. 100µs-os impulzusszerű működéssel 1A-t is megbír a LED dióda. Kapacitása 30pF, ami 1MHz-es kapcsolgatást tesz lehetővé.

- A fototranzisztor kimenete 80V-ot és 50mA-t képes elviselni. A fogyasztása 150mW és 25°C-tól kezdve minden fokon csökken 1.5mW-ot. A sötétáram 25°C-on 0.01-0.1µA, 85°C-on 2-50µA. Bár az alkatrész tokozva van, mégis feltüntetik az 1000lx fényerőt (ami egy nem túl erős napsütéses délután fényerejének felel meg).

Ami még fontos a táblázatból az az összfogyasztás (200mW) és az izolálás mértéke (3750V). Ez nyilván nem az üzemfeszültség, hisz a LED nem hajtható 1.3V-nál nagyobb feszültségnél és a fototranzisztor vezérelt körére sem kapcsolhatunk 80V-nál nagyobb feszültséget. Ez az érték azt jelenti, hogy ha a LED és a fototranzisztor lábait külön rövidre zárjuk, akkor a kapott két kivezetésre kapcsolt 3750V még nem üt át.

Az Ic/If  áramátviteli arány olyan mint a tranzisztornál a hfe erősítési tényező, százalékban van kifejezve a kimeneti (Ic) és a bemeneti (If) áramok arányaként. Ha a bemenet 5mA és a kimenet 5V, akkor az erősítés legfeljebb 600% lehet. Mikor a tranzisztor teljesen ki van nyílva (szaturáció), akkor az erősítés tipikusan 60%. Mikor a tranzisztor ki van nyílva (Vce,sat), akkor a C és E lábak közti különbség általában 0.2V (mert a teljesen kinyílt tranzisztornak is van valami ellenállása). A fototranzisztor sötétárama 10µA.

A kimenet és bemenet közti kapacitás 0.8pF, az ellenállás 100TΩ és az izolációs feszültség 10kV (amennyiben 1 percig tart, hűtő olajban).

Az optocsatoló kapcsolási paraméterei a fenti táblázatban szerepelnek, amit a Fig.1-en található kapcsolás alapján töltöttek ki. Észrevehető, hogy van egy kis késése az alkatrésznek, ugyanis miután az impulzus véget ér, a kimenet még fent tartja az állapotát 25µs-ig, ezért a kikapcsolási idő 20-szor nagyobb mint a bekapcsolási idő. A jobboldali táblázat felvázolja, hogy milyen paraméterekkel működik jól az optocsatoló: ha a LED-et 16-20mA-el hajtjuk meg és ha a fototranzisztorral 5-48V-os és 1-10mA-es áramkört vezérlünk (-25-48°C hőmérsékleten).

A fenti grafikonok fontos információkat árulhatnak el: 55°C után a LED egyre kisebb áramot bír meg, 25°C után a tranzisztor egyre kisebb teljesítményre képes, 0.01 arányú kitöltési tényező után az impulzus által átvitt áram egyre csekélyebb. A negyedik grafikon a LED áram-feszültség arányát ábrázolja. Látható, hogy 1.3V-nál már eléri a 10mA-es fogyasztást.

A fenti négy ábra a következőket mutatja: Minél nagyobb áram folyik át a LED-en, annál kisebb a feszültségesés/hőmérséklet arány az anód és katód között. Ha 100Hz-el 10µs-nál kisebb impulzusokkal kapcsolgatjuk a LED-et, akkor a LED feszültségének növelésével rohamosan nő a LED-re kapcsolható áramerősség mértéke is. A harmadik és negyedik ábra a tranzisztor ki-bemeneti karakterisztikáját mutatja, amit megegyezik a hagyományos tranzisztorok karakterisztikáival.

A fenti ábrákról a következőket lehet leolvasni: A kimenő áram változását a bemenő áram növekedésével, különböző C-E feszültségeken. A teszthez két mérést végeztek (sample A és B). A tranzisztor sötét áramának növekedése különböző C-E feszültségeken, ha növekszik a környező hőmérséklet. Az áramátvitel változása a bemenő áram változásával különböző C-E feszültségeken.

A fenti négy ábra a következőkről informál: A nyitott tranzisztoron átfolyó feszültség esése a környező hőmérséklet függvényében. A tranzisztor CE szakaszán átfolyó áram erőssége különböző LED-áramokon a környező hőmérséklet függvényében, miközben a CE feszültség 5V. A tranzisztor kapcsolási ideje a CE lábakra kapcsolt terhelés függvényében: minél kisebb az ellenállás (minél jobban leterheljük a tranzisztort) annál gyorsabban képes kapcsolni. A „ts” a be és kikapcsolási idő átlaga. Az adatlap utolsó grafikonja a kapcsolási idő a környező hőmérséklet függvényében. Minél hidegebb környezetben van a tranzisztor, annál jobban teljesít.

Tirisztorok

Működés

A tirisztor egy olyan dióda, melynek az anód és katód kivezetése mellett még ott egy „gate” kivezetés is. Az anód és katód között csak akkor lesz vezetés, ha a gate-re vezérlőjelet küldünk, tehát ez egy vezérelhető dióda. A belső felépítését tekintve általában négy rétegből állnak (npnp vagy pnpn), ahol a gate vezérlőláb a belső n-re vagy p-re van kötve. Ez a rajzjelen is látszik, a bal oldali rajzjelen például a katódból van kivezetve. A négy rétegnek köszönhetően három darab PN-átmenetet azaz három diódát számolhatunk meg. Ezek közül csak az első és a harmadik működik az anód-katód-ra kapcsolt polaritás irányában, a középső mindig ellentétes irányú: P>N < P>N, tehát a dióda sosem vezeti az áramot. Ha a tirisztor anód-katódja nyitóirányban (vezetési irányban) van kapcsolva (és a gate-re még mindig nincs semmi kötve), akkor a tirisztor blokkol, ám egy adott feszültségszint túllépése után a tirisztor hirtelen vezetni kezd. Ez a nullátmeneti billenőfeszültség (null – mert a gate-en nincs semmi). Ha a gate-re megfelelő polaritású feszültséget kapcsolunk, akkor a tirisztor hamarább át fog billenni. Minél nagyobb a vezérlőfeszültség, annál jobban kinyit a középső dióda így annál jobban vezetni kezd a tirisztor. Igazából nem maga a vezérlőfeszültség billenti át, hanem annak növekedése egyre kisebb anód-katód feszültségigényt von maga után az átbillenés érdekében. Amint a tirisztor átbillen, egy ideig megőrzi az állapotát, tehát nem kell folyamatosan adni neki a vezérlőjelt. Követeztetésképp a tirisztor impulzus-szerű vezérlőjellel is folyamatosan nyitva tartható. A vezérléssel tehát a tirisztort csak bekapcsolni lehet, kikapcsolni nem. A tirisztor magától kapcsol ki amint a rajta átfolyó áram a küszöbérték alá csökken. Vezetési állapotban annyira telítődve van töltéshordozókkal, hogy a vezérlőlábra kapcsolt bármilyen polaritású feszültség teljes mértékben hatástalan.

- Ha a tirisztorra anód-katódjára szinuszos váltakozó áramot kapcsolunk, akkor az átbillenés a szinuszhullám nullpontjainál fog bekövetkezni. Tehát minden pozitív hullámfrontnál a tirisztor bekapcsol. A vezérlőimpulzussal viszont beállíthatjuk, hogy a szinusz hullám mely fázisaiban kezdjen vezetni a tirisztor. Mivel minden fázisban más a szinusz hullám amplitúdója (feszültségszintje), így a tirisztor csak meghatározott feszültségszinten kapcsol be. Más szavakkal fogalmazva a váltóáram egyenirányítható és ugyanakkor feszültségszintje is stabilizálható a tirisztor segítségével. Ezt fázishasításos vezérlésnek nevezik. Egy másik megoldás lehet az olyan időzített vezérlőjel, ami egy periódusnál nagyobb időtartományban kapcsolja be a tirisztort. Feltétel természetesen, (és a másik módszernél is), hogy a szinusz hullám amplitúdó maximuma kisebb legyen a nullátmeneti billenőfeszültségnél. Beállíthatjuk tehát, hogy például minden tízedik pozitív félhullámnál kapcsoljon be a tirisztor. Ezt félhullámvezérlésnek nevezik.

- Ha a tirisztor anód-katódjára egyenármot kapcsolunk, akkor nem lesz nullátmeneti pont ahol a tirisztor kikapcsolhat, azaz a feszültség mivel egyenirányú, mindig nyitva tartja a tirisztort. Mivel vezérléssel nem lehet bezárni, a tirisztorhoz tartozó áramkört kell megszakítani vagy alacsony áramerősségűre kapcsolni egy annyi időre ami alatt a tirisztor átbillenhet. Erre a célra használható egy másik tirisztor az előzővel párhuzamosan kapcsolva. A két anód közé kapcsolt kondenzátorral egy egyszerű billenőkör valósítható meg ami kisüléskor negatív feszültséget juttatva az egyik tirisztorra záróirányba kapcsolja azt.

Ellenőrzés multiméterrel

Ohmmérésre állítva az anód-katód ellenállása nagy kell legyen (1MΩ felett) mindkét irányban. Kössük össze a gate-et az anóddal és a mérőműszer pozitív szondájával. A negatív szonda megy a katódra és a műszer kis ellenállást kell jelezzen (1kΩ alatt).

   Ha ez nem válik be megpróbálható az, hogy a tirisztort sorba kötjük egy izzóval és 5-10V-os tápfeszültséget kapcsolunk a helyes polaritással. Az izzó nem izzik ki, de amint az gate-et összekötjük (hacsak rövid időre is) az anóddal, akkor az izzó világítani kezd és úgy is marad amíg le nem kapcsoljuk az áramforrásról.

Adatlapok olvasása

Legyen a BT151 típusú 12A/650V nagyon gyakran használt tirisztor. A gate kivezetés ennél is a belső N rétegre van kapcsolva.

A Vdrm, Vrrm paraméterek a zárt tirisztorra köthető csúcsfeszültségek értékeit tartalmazzák. A tirisztort 12A-re tervezték de átlagosan 7.5A-rel bírja a legtovább. Impulzusszerű löketekkel kibír akár 100A-t is. Az I2t paraméter arra utal, hogy a tirisztor védelme érdekében a megadott értéknél kisebb biztosítékot kapcsoljunk sorba vele. A tirisztor bekapcsolásakor, az áram növekedésének gyorsasága nem haladhatja meg az adott értékeket. A „Peak” paraméterek a gate áramának, nyitó- és záróirányú feszültségének valamint teljesítményének csúcsértékei. A tirisztor vezérlése átlagban 0.5W-ot igényel.

A „trigger current” a vezérléshez szükséges áram, a „Latching current” a vezetéshez szükséges áram (ez alatt átbillen a tirisztor és nem vezet többé), a „Holding current” pedig az az áram, aminél a tirisztor már biztosan nem képes vezetni. Az „On-state voltage” a vezető állapotban lévő tirisztor feszültségesése. A „trigger voltage” a vezérléshez szükséges feszültség. Az „Off-state leakage current” pedig a kikapcsolt tirisztor szivárgóárama (olyan mint a sötétáram a fototranzisztornál).

A „Critical rate of rise of off-state voltage” az az anód-katód feszültségnövekedés amit nem szabad meghaladni. A következő két paraméter a be- és kikapcsolási idő.

Az első grafikon a tirisztor teljesítményének növekedését mutatja az áram függvényében, a második a hullámciklusok számát az impulzusszerű áramerősségeknél. Leolvasható, hogy például 40A-es impulzussal 40 darab 50Hz-es hullámciklust visel el a tirisztor (azaz kb 0.8s-ig bírja). A harmadik ábrán a maximális impulzusszerű áramerősség az impulzusszélesség (kitöltési tényező) függvényében 10ms-nál kisebb periódusú szinusz hullámok esetén. Azért van ennyi adat az impulzusszerű vezérlésről, mert mint már írtam, a tirisztorokat többnyire impulzusokkal vezérlik. A negyedik ábrán a maximális áram és a túlfeszültség időtartamának görbéje látható. Az ötödik ábra ugyanezt az áramot, de az üzemi hőmérséklet függvényében. Látható, hogy a 12A 109°C után rohamosan lecsökken. A hatodik ábra a vezérlőfeszültség görbéjét mutatja a gate-hez tartozó belső PN-átmenet hőmérsékletének függvényében.

A hetedik ábra a vezérlőáram görbéjét mutatja a gate-hez tartozó belső PN-átmenet hőmérsékletének függvényében. Minél jobban felmelegedik a tirisztor, annál kisebb feszültség és áram kell a megnyitásához. A nyolcadik görbe a tipikus feszültség-áram karakterisztika, ami a tirisztor vezérlőlábára vonatkozik: 0.6V és 0.1A elég hogy a tirisztor belső ellenállása csökkenni kezdjen. A kilencedik ábrán a vezetéshez szükséges áram és a PN-átmenet hőmérsékletének függvénye látható. A tízedik ábrán a „transient thermal impedance” a még instabil állapotban lévő tirisztor hőellenállására vonatkozik. Látható, hogy a vezérlőimpulzus szélességének növekedésével ez egyre nagyobb, tehát érdemes csak nagyon rövid idejű impulzusokat használni. A tizenegyedik ábra a zárt tirisztor áramát mutatja a PN-átmenet függvényében. Az utolsó ábra pedig az anód-katód feszültségének növekedési mértékét mutatja a PN-átmenet függvényében.

Diac

Működés

   A diac (diák) a Diode Alternating Current Switch angol iniciáléiből ered, ami váltóáramú kapcsolódiódát jelent. Tehát ez egy kifejezetten kapcsolgatásra tervezett dióda. A rajzjelből is feltűnik, hogy a két kivezetést nem lehet megkülönböztetni egymástól, tehát ennél a félvezetőnél nem számít a polaritás. A diacra kapcsolt feszültség, az iránytól függetlenül egy adott szint után vezetésbe hozza azt. Felépítésük ugyanolyan mint a tranzisztoré, három zónából áll: PNP vagy NPN. Az egyik PN-átmenet mindig nyitó- a másik pedig mindig záróirányban van. A záróirányú átmenet úgy működik mint egy zener dióda, azaz egy adott feszültségszint után a töltéshordozók áttörik a „falat”. A nyitó- és zárófeszültség között van egy kis különbség, a diac kisebb feszültségen fog bezárni mint amin kinyitott. Ez a viselkedés hátrányos a váltóáramú hálózatokban, ugyanis harmonikusokat generál, annál nagyobbakat minél nagyobb a két feszültségszint közti különbség. Szerencsére a felépítés egyszerűségéből adódóan ez az érték nagyon kicsi szokott lenni, szinte elhanyagolható. A triac-oknál viszont sokkal kevésbé elhanyagolható. Éppen ezért a diac-okat legtöbbször a triac-kal együtt szokták használni, pontosabban a triac gate kivezetésére kötik rá sorosan. Ennek célja, hogy a triac átbillenő feszültsége minél inkább ugyanazon az értéken legyen mindkét előjelnél (vagyis hogy ne folyjék áram a triac gate-jén míg el nem éretik a kritikus feszültségszint). 

Ellenőrzés multiméterrel

   Ellenállás vagy dióda állásban megvizsgálható, hogy nem-e üt át a diac valamelyik irányban. Ha igen, akkor a diac meghibásodott. Ha nem, akkor azt kell megvizsgálni, hogy átbillen-e a küszöbfeszültségen. Ez általában 20-50V közé tehető, de célszerűbb változtatható feszültségű tápegységgel próbálgatni. A diac-kal sorba kell kötni egy áramkorlátozó ellenállást (pár száz MΩ-ost). A diac-kal párhuzamosan egy voltmérőt kapcsolunk és figyeljük mikor jelez feszültséget. Ha nem ismert a küszöbfeszültség és 50V-nál még mindig nem jelez semmit, akkor a diac hibás. A vizsgálatot mindkét irányban el kell végezni.

Adatlapok olvasása

   A DB3 diac-ot választottam, ami egy alacsony áttörésáramú (10-50µA) DIAC.

Az I_TRM a maximális impulzusszerű áramerősség amit a félvezető megbír 120Hz-en 20µs-os impulzusokkal. A V_BO az áttörési feszültség, aminek következtében, ha az áttörési áram is megvan, a diac kinyit. A DB3-nál ez 28-36V. Az utána következő paraméter a billenési irányok (nyitó vagy záró) közti feszültségkülönbséget mutatja. A diac 3V-al kevesebb feszültségnél zár be mint amin kinyitott. Az I_BO a legnagyobb áttörési áram ami felett a diac biztosan kinyit. Az áttörési teszteket mind úgy végezték el, hogy a diac-al párhuzamosan kapcsoltak egy 22nF-os kondenzátort. Az időtartam míg a diac bekapcsol tr=2µs. Az Ir a szivárgóáram (zárt állapotban lévő diac-on átfolyó áram), ami 10µA. A diac maximális áramtűrése 300mA.

Az első ábra a diac kimeneti karakterisztikája, ahol VF a nyílt dióda feszültségesése. Látható, hogy a diódán mindaddig csekély I_B áram szivárog, míg a feszültség el nem éri V_BO áttörési feszültséget. Innentől megugrik az átfolyó áram mennyisége és a dióda nyitva marad akkor is, ha a feszültség csökkenni kezd. Csupán akkor zárul be a dióda, ha az áramerősség újra I_BO alá esik. A második ábra az áttörési feszültség változását ábrázolja a PN-átmenet hőmérsékletének függvényében. A DB3 SMD változatánál az átmenet hőjének emelkedésével egyre kisebb feszültségszinten áttörnek a töltéshordozók. A következő ábra az impulzusszerű csúcsáram nagyságát ábrázolja az impulzusszélesség függvényében.

Triac

Működés

   Úgy működik mint egy tirisztor, viszont a gate vezérlő-kivezetésre kapcsolt feszültség lehet pozitív és negatív is. Mindkét esetben egy határértéknél a triac anódjai (A1-A2) vezetni kezdenek. Akár a tirisztornál, itt is van egy nullátmeneti billenőfeszültség (de itt mindkét irányban), ami vezérlés nélküli átbillenésre vonatkozik. A gate-re kapcsolt feszültséggel ez a billenőfeszültség csökkenthető, azaz a triac hamarabb átbillenthető (vezetési állapotba hozható). A tiriszor azon tulajdonságát is horodzza, hogy nem billen vissza blokkolási irányba, hacsak az áramerősség egy kiritikus érték alá nem esik (és ez mindkét irányban igaz). A triac-nak az az előnye a tirisztorral szemben, hogy egyetlen triac képes mindkét félhullámra kinyitni a diódát, míg a másik esetben két tirisztort kell összekapcsolni antiparalelben, hogy ez megtörténjen. Ezálta a triac alkalmazása hatékonyabb, olcsóbb és egyszerűbb.

 A jobb oldali ábrán egy egyszerű fényerő-szabályozó látható DIAC-kal és TRIAC-kal. Az égő akkor kezd el világítani, ha záródik az áramkör. Ez csakis akkor történik meg, mikor a triac vezetni kezd. A triac akkor vezet, ha a diac-on keresztül kivezérlődik. A diac vezetni kezd amint a rajta lévő feszültség eléri a küszöbértéket. Ez akkor történik meg, mikor C kondenzátor feltelik a diac áttörési feszültségénél nagyobb értékre és elkezd kisülni. Minél inkább meghaladja az áttörési értékét, a diac annál tovább marad majd vezetési állapotban, hisz annál tovább sütheti ki a kondenzátort. Az hogy mennyire telik fel a kondi, a potenciométerrel szabályozható. Végül is a szabályozható ellenállás az égő világítási idejét szabályozza, az impulzusszélességet. Minél keskenyebb az impulzus annál gyengébben világít az égő és minél szélesebb, annál erőteljesebben. Ha a potenciométert a legkisebb ellenállásra csavarjuk, akkor az közvetlenül megvezérli a diac-ot tehát a triac szünetmentesen zárja az áramkört. A potenciométer értéke legyen legalább 500kΩ, hogy semmiképp se kerüljön túl nagy áramerősség a diac-ra és általa a triac-ra. A triac-kal párhuzamosan még szokás betenni egy kondit sorba kötve egy ellenállással, zajszűrés céljából.

Ellenőrzés multiméterrel

   Akár a diac-nál, dióda vagy ellenállásmérővel megvizsgáljuk, hogy mindkét irányban zár-e az alkatrész. Ezután a gate-re pozitív majd negatív feszültséget kapcsolva megvizsgáljuk hogy kinyit-e a triac. Ez vizsgálható ohmmérővel is, de célszerűbb a triac-kal sorbakötött izzóval elvégezni a kísérletet.

Adatlapok olvasása

   Legyen a TIC 206 típusú 4A/600V-os triac.

   Az első táblázat a csúcsértékeket mutatja: csúcsfeszültség (függetlenül attól, hogy mennyire van kivezérelve), folyamatosan terhelhető csúcsáram, impulzusszerűen terhelhető csúcsáram, a vezérlő gate kivezetés csúcsárama és csúcsfogyasztása. A triac átlagfogyasztása 0.3W. Ezután az alkatrész testének, környezetének és forrasztásának hőmérséklete következik. A második táblázat a szivárgóáramot, valamint a vezérléshez szükséges áramokat és feszültségeket mutatja mindkét polaritással. Például, ha a triac 12V-os amplitúdójú, legkevesebb 20µs periódusú szinuszhullámmal van táplálva és 10Ω-al terhelve, akkor pozitív vezérléssel tipikusan 0.9mA / 0.7V-ra, negatív vezérléssel pedig -2.2mA / 0.7V-ra van szükség.

   Az „On-state voltage” valójában az „On-state voltage drop” azaz a feszültségesés miközben a triac be van kapcsolva. A „Holding current” az az A1-A2 lábakon átfolyó áram, aminél a triac kikapcsol a gate vezérlőáram hiányában. A „LAtching current” pedig az az A1-A2 lábakon átfolyó áram, aminél a triac bekapcsolva marad akkor is, ha a gate vezérlőáram hiányzik. Ezek a paraméterek tulajdonképpen egyeznek a tirisztor paramétereivel.

   Az első két grafikonon az látszik, hogy minél nagyobb a triac-ot körülvevő környezet hőmérséklete, annál kisebb vezérlőáram és vezérlőfeszültség szükséges a beindításhoz. Ugyanez igaz az átbillenéshez szükséges áramhoz tehát a nyitva vagy zárva tartó áramerősségekhez is. Ha a 25°C hőmérséklet nézzük, a találkozási pontok találnak a táblázatban szereplő értékekkel.

Ellenállások

Működés

  

Az ellenállás egy elektromos ellenállással rendelkező alkatrész, mely az elektronáramlást csökkenti. Ha a töltéshordozók nem tudnak a saját tempójukkal haladni, akkor veszítenek a teljesítményükből. Az energia hővé alakul, amit az ellenállás tokja kell elnyeljen.  Az ellenállás az az alkatrész, amire teljes mértékben igaz Ohm törvénye, azaz arányosan, lineárisan változik az áram és a feszültség az ellenállás értékével. Ami a belső felépítését illeti, minden ellenállásban egy tekercs található, amit szigetelő hőálló anyag tart össze. Minél vastagabb a tekercset alkotó huzal, annál nagyobb a teljesítmény, ám annál nagyobb méretű maga az ellenállás is. Minél hosszabb a tekercs huzala annál nagyobb az ellenállás értéke. A nagy teljesítményű ellenállásokat hűtőtesttel vonják körül. Mivel az effajta huzalellenállásoknak igen nagy az induktivitásuk, és helyigényük, inkább a rétegellenállások a gyakoribbak. Ebben az esetben egy szigetelő és hőálló testre nagyon vékony vezetőréteget visznek fel (néhány nm-től néhány µm-ig) szénből vagy fémből. A felvitt réteg vastagsága határozza meg a teljesítményt. Az ellenállás értékét úgy változtatják, hogy mintákat karcolnak a felvitt vezető-rétegbe (például spirálmintákat).

   Az ellenállás ugyanúgy viselkedik egyenáramban mint váltóáramban, a feszültség és az áram fázisa között nincs eltolódás. Fő szerepe az áram szabályozása, korlátozása, áram és feszültségosztók megvalósítása, műterhelésnek is jó, de főként az aktív elektromos alkatrészek polarizálására. Ellenállások segítségével lehet beállítani például a tranzisztorok munkapontját.

Ellenőrzés multiméterrel

   Ohmmérővel.

Adatlapok olvasása

   Vegyünk egy gyakori szénrétegű ellenállást, ami például 1kΩ-os, 5% toleranciájú és 0.25W-os. Az ellenállások adatlapjai nem az ellenállás értéke vagy teljesítménye alapján vannak megszerkesztve, hanem a felépítésük alapján. Ha szénrétegű ellenállást vizsgálunk, akkor annak képességeit a szénrétegű ellenállások adatlapjából kell kikeresni.

Az első táblázat arra szolgál, hogy betű és számkóddal jelzett ellenállásokról meg lehessen állapítani a tulajdonságaikat. A szokásos ellenálláson színkódok jelzik az értéket és a toleranciát, ahogyan a kiválasztott darabon is, amit jelezhetnék úgy is, mint CFR0W4J102A…

A fenti táblázatból megtudjuk az ellenállás (CRF0W4) pontos méreteit és kiderül, hogy 250V-ra tervezték, de kibír (rövid ideig) akár 500V-ot is, mivelhogy a vezetőt körülvevő dielektromosnak is 500V-os tűréshatára van.

A fenti grafikonok az összes szénrétegű ellenállásra vonatkoznak. Az első a névleges terhelés görbéje, a legnagyobb terhelhetőség, aminél az ellenállás még nem megy tönkre, ez 70°C felett egyre kevesebb. A második görbe az áram-zajt mutatja ami zavaró feszültségváltozásokat okozhat az áramkörben aminek része az ellenállás. Láthatóan ez az ellenállás növekedésével nő, ám az 1kΩ-os ellenállás esetén ez kb. 0.015µV/v. Ez az érték változik a frekvenciával is (fordítottan arányosan). A harmadik ábra a az ellenállás tulajdonságainak változását mutatja (ppm = parts per million), mikor a működési hőmérséklet eltér a megszokottól. Hasonló a toleranciához, mert tulajdonképpen az ellenállás értékének a változását vonja maga után, csak más mértékegységben. Az 1kΩ-os ellenállás például 210/1.000.000 = 0,00012Ω-ot csökken minden °C-nál. Ugyanezt a mértékegységet használhatják például a kondenzátoroknál, viszont abban az esetben a „part” a Faradra és nem az ohm-ra fog vonatkozni.

Nem-lineáris ellenállások

Ezek olyan ellenállások, amelyeken az átfolyó áram nem Ohm törvénye szerint változik, hanem az alkalmazott feszültség (pl. VDR), belső hőmérséklet (pl. NTC, PTC) vagy a rávetülő fény (pl. LDR) változásával.

Foto-ellenállások

Működés

   Egy fényérzéken felülettel rendelkező változó ellenállás, melynek értéke a fényerő függvényében változik. A fényerő növekedésével csökken az ellenállás. A foto-ellenállás tulajdonképpen egy félvezető, melyben akár a foto-tranzisztor vagy fotodióda esetén a fotonok hatására beindul az elektron- és lyukáramlás. A hullámhossz-tartományra való érzékenység az félvezető alapanyagától függ. Külön osztályok vannak a tokozási vagy burkolati anyag szerint is, melyek az ellenállás értékének intervallumát szabályozzák.

Ellenőrzés multiméterrel

   Ohmmérővel és az ellenállásra eső fény változtatásával. Nem árt tudni milyen hullámhosszú fényre érzékeny az ellenállás hogy azzal történjen a próba, de ha ez ismeretlen, akkor a fehér fény a legcélszerűbb.

Adatlapok olvasása

   Legyen az LDR07 típusú 50kΩ-os, 100mW-ot fogyasztó és 150V-ot megtűrő fotoellenállás.

A táblázatból kiolvasható (az eddig felsoroltakon kívül), hogy -30 és 70°C-on képes működni és hogy a csúcsérzékenysége 540nm-en van (világos zöld). Az ellenállás értéke 10lux fényáramnál 16-50kΩ (ez egy nem túl fényes szoba fényerejének felel meg). Teljes sötétségben az ellenállás értéke 2MΩ-ra nő (ez a sötétellenállás), a veszteségi tényező 0.7. A hirtelen fényerő növekedésre az ellenállás 20ms alatt reagál, a hirtelen elsötétedésre pedig 30ms a reakció ideje.

Kondenzátorok

Működés

   Egy olyan alkatrész, amely az elektromos töltéseket tárolni tudja. A kapacitástól függ, hogy mennyi töltést képes tárolni, ám a kapacitás hőmérsékletfüggő. Egy átlagos kondenzátor két, egymással párhuzamos vezető felületből (fegyverzet) és a köztük lévő szigetelő anyagból (dielektrikum) áll. A szigetelő anyag sokféle lehet, tőle függ a kondenzátorra kapcsolható maximális feszültség értéke. A kapacitás a fegyverzetek nagyságától és a köztük lévő távolságtól függ. Akár az akkumulátor, a feltöltött kondenzátor is kisül egy idő után terhelés nélkül is. Alapvetően három kondenzátortípus létezik: fix (váltóáramra tervezett), polarizált (egyenáramra tervezett – váltóáramnál nagy veszteségűek) és változtatható kapacitású kondenzátor. A három között a dielektrikum tesz különbséget. A fix kondenzátorok dielektrikuma kerámia vagy akár műanyag, a polarizálté az elektrolit (fém-oxid), a változtatható kondenzátoré pedig a levegő. A kondenzátor feltöltődik, majd kisül, tehát először áramnak kell folyni a fegyverzetek között, hogy a kivezetéseken majd feszültség léphessen fel. Ezért van az, hogy a kondenzátornál az áram fázisa a feszültség fázisához képest legalább 90°-ot siet (veszteségmentes kondenzátoroknál).

A kondenzátor az egyenáramban szakadásként működik (miután feltelt), éppen ezért gyakran használják az egyenáramú komponensek kiszűrésére a váltóáramú kapcsolásokon (például az audió rendszerek bemeneténél). Váltóáramban viszont rövidzárként tekinthető, pontosabban minél nagyobb a váltóáram frekvenciája és minél nagyobb a kondenzátor kapacitása, annál kisebb lesz a kondenzátor ellenállása:

Xc a kondenzátor látszólagos ellenállása, a kapacitív ellenállás. Váltakozó áramnál az elektronok az áramkörben oda-vissza rezegnek. Ha sorba kötünk egy kondenzátort akkor annak lemezein is rezegni fognak a töltéshordozók, a kondenzátor folytonosan feltöltődik és kisül. A kisülő feszültség mindig ellenfeszültségként hat az áramkörre, ami elektromos ellenállást produkál. Minél nagyobb a frekvencia, annál gyorsabban rezegnek az elektronok tehát annál kisebb mértékű hatása van az ellenfeszültségnek és annál gyakoribb a töltésáramlás. A nagy kapacitás viszont sok töltést képes tárolni ezért nagyobb a töltésáramlás (az áramerősség) tehát kisebb az ellenállás.

Mikor a kondenzátor párhuzamosan van kötve, akkor legtöbbször pufferelő szerepe van, azaz kisimítja lüktetéseket, a tüskéket, ezáltal kiegyenlíti a terhelést. Mikor a földre kötik az egyik lábat, akkor „hidegítő” kondenzátornak nevezik.

Ellenőrzés multiméterrel

   Legegyszerűbb kapacitásmérővel ellátott multiméterrel megmérni a kondenzátor kapacitását. Nagyobb kapacitások esetén viszont úgy is eljárhatunk hogy feltöltjük a kondenzátort, majd ohmmérővel a kivezetésein figyeljük, ahogyan a kondenzátor kisül: kis ellenállásúból nagy ellenállásúvá válik.

Adatlapok olvasása

   A kondenzátorok adatlapjai is, akár az ellenállásoké, a felépítés és nem az érték szerint készülnek. Külön adatlapjuk van például a kerámiakondenzátoroknak, a fóliakondenzátoroknak, a tantál kondenzátoroknak, az alumínium elektrolit kondenzátoroknak vagy a szuperkondenzátoroknak. Ezeken belül minden gyártó saját adatlapot készít, legtöbben a kapacitás vagy feszültségszint alapján is különválasztják őket. Vegyünk egy 1µF/63V elektrolitikus kondenzátort, amin történetesen fel van tüntetve a gyártó: RN. Az RN „Aluminium Electrolytic Capacitors” adatlapján a következőket találjuk:

Ezek a kondenzátorok -40 és +85°C között képesek működni, a feszültségük 4-250V, kapacitásuk pedig 0.1-6800µF. Szobahőmérsékleten (20°C) 120Hz-es váltóáramnál a kapacitás 20%-ot csalhat. Mivel a fegyverzetek közti szigetelőanyag nem végtelen nagy ellenállású, a kondenzátor még szakadás üzemmódban is (egyenáramban) szivárogtat át némi áramot, ami 4 és 10µA között van feszültségtől és kapacitástól függően. A „Dissipation Factor” a veszteségi tényező különböző feszültségű kondenzátoron. A veszteségi tényező azt mondja meg, hogy az áram és a feszültség közötti fáziskülönbség mennyire tér el 90°-tól. A táblázatban szereplő értékek legkevesebb 1000µF-os kondikra vonatkoznak, ha ennél nagyobb a kapacitás, akkor minden 1000µF-nál hozzá kell tenni 0.02-t a veszteségi tényezőhöz. Látható, hogy a 63, 80 és 100V-ra tervezett kondenzátorok a legkisebb veszteségűek, bár ezt még befolyásolja a hőmérséklet és a frekvencia is. A táblázat következő sora az alacsony hőmérsékletű stabilitás impedancia (váltóáramú ellenállás) arányát mutatja különböző feszültségű kondenzátorok esetén. Természetesen minél közelebb áll 1-hez ez az arány annál jobb, hisz a kondenzátort annál kevésbé zavarja a hőingadozás. Az „Endurance” a strapabíróságra vonatkozik. A hosszú ideig üzemelő kondenzátoron a kapacitás 250 óránként meg kell változzon. Legrosszabb esetben, mikor a kondenzátor 83°C-on 1000 óráig üzemel, a kondenzátor kapacitása 20%-al megváltozhat, a veszteségi tényező 200%-al megnőhet és megnő a szivárgóáram mennyisége is. A „Shelf Life” a polcon lévő, használaton kívüli kondenzátor élettartamára vonatkozik. Legrosszabb esetben, ha a 85°C-on lévő kondenzátorra 500 óráig nem kapcsolunk feszültséget, a ugyanaz történik, mintha ugyanezen a fokon ugyaneddig az ideig folyamatosan feszültség alatt állt volna.

A fenti táblázat a lüktetőáram-szorzót mutatja különböző frekvencián és feszültségen. Például a 63V-os kondenzátornál  50Hz-en a kondenzátorból kimenő áramerősség a 0.8-szeresére torzulhat. A továbbiakban a kondenzátor méreteivel kapcsolatos táblázatok vannak, amivel nem nyújtom jobban a bejegyzést.

Tekercsek

Működés

   A tekercs egy feltekert szigetelt vezető, melyre ha áramot kapcsolunk, akkor mágneses mező keletkezik körülötte. A mező a tekercs belsejében a legintenzívebb, bár ez a tekercs geometriájától függ (hengeres, szögletes, toroid, spirál, stb). Akár a kondenzátornál a kisülés, a tekercsben a mágneses mező is lassan szűnik meg a táplálás lekapcsolását követően. A mágneses mező feszültséget indukál, tehát miután a tekercs kikapcsol, még mérhető bizonyos nagyságú feszültség a két kivezetésén. Ez az indukció, ebben az esetben önindukció, viszont ha egy másik tekercs is van a közelben, mire a mágneses mező hatással van, akkor abban is ugyanúgy feszültség indukálódik. Ezen az elven működnek a primer és szekunder tekercsből álló transzformátorok. Az indukciós feszültség nagysága a menetszámtól, huzalvastagságtól, a tekercs fizikai méreteitől, a vasmag anyagától és méretétől valamint a tekercsen átfolyó áram frekvenciájától és erősségétől függ. Mikor a tekercsen átfolyó áram erőssége növekszik (bekapcsoláskor), vagy csökken (kikapcsoláskor), feszültség indukálódik. A különbség a két eset között az, hogy a növekvő áram által indukált feszültség iránya az áramforrás feszültségével ellentétes, míg a csökkenő áram által indukált feszültség iránya az áramforrás feszültségével megegyezik. Mivel kis áramnövekedésre az indukciós feszültség hirtelen a maximumra ugrik, ám az áram csak lassan halad felfele (Lenz törvénye), ezért elmondható, hogy az áram késve követi a feszültséget, ideális esetben 90°-os fáziskéséssel. A tekercs egyenáramban zárlatként viselkedik, nem produkál ellenállást, váltóáramban viszont igen nagy ellenállású, szakadásnak tekinthető. A váltakozó áram váltakozó mágneses mezőt gerjeszt, melynek indukciós feszültsége mindig ellentétes a tekercsre kapcsolt pillanatnyi feszültséggel, tehát akár a kondenzátornál, itt is egy ellenfeszültség alakul ki. Minél gyorsabban váltakozik a váltóáram, annál inkább nagyobb lesz az ellenfeszültség, de ugyanez igaz az induktivitás növekedésére is (nagyobb induktivitás = nagyobb indukciós feszültség):

XL a tekercs látszólagos ellenállása (tehát nem termel hőt).

Ellenőrzés multiméterrel

   Célszerű induktivitás mérővel vagy ilyen opcióval ellátott multiméterrel. Ohmmérővel többnyire csak a szakadást lehet megállapítani, azonban kis tapasztalattal eldönthető, hogy a mért ellenállás megfelel-e a tekercs huzalvastagságának és megsaccolt menetszámnak. Kisebb tekercseknél a huzalvastagság, a menetszám és a belső átmérő (mag) elegendő ahhoz, hogy kiszámoljuk az induktivitást.

A sajátrezonancia méréséhez a tekercset sorba kapcsoljuk egy 1M ohmos ellenállással (vagy legalább pár 100K ohmossal) és egy változtatható frekvencájú jelgenerátort kapcsolunk a sarkakra. Beállítunk egy konstans amplitúdót és szinusz jelalakot, majd az oszcilloszkópot közvetlenül a tekercs sarkaira kapcsoljuk. Miközben változtatjuk a frekvenciát a jelgenerátoron, figyeljük, hogy mikor éri el a legnagyobb amplitúdiót a jelalak, ugyanis ezen a ponton lesz a tekercs sajátkapacitásával mért rezonancia frekvenciája.

Adatlapok olvasása

   Legyen a PFN1329 fojtótekercs. A fojtótekercsek a tekercsek alapvető tulajdonságaira alapszanak: átvezetik az egyenáramot és leválasztják a váltóáramot az áramkörből. Ezek többnyire toroid vasmagra vagy ferritmagra tekercselt huzalból állnak, de fojtótekercsnek tekinthető a tápvezeték végére rögzített ferritgyűrű is. A fojtás a zajok elfojtására értődik, de a szűrés szó is nagyon talál, hisz a fojtás mértéke a frekvenciától is függ, tehát kiszűrhetőek bizonyos frekvenciák (hullámcsapda a többsávos antennák tövénél – pl. hangolócsonk).

   Az adatlapban a fizikai méretek és táblázat található, mely felsorolja az induktivitást 1kHz-en, az egyenáramú ellenállást és az impedanciát különböző frekvenciákon. A „Rated Current” a névleges áramerősség, ami a tekercsen különösebb megerőltetés nélkül folyamatosan folyhat.

555-ös időzítők

Működés

   Az 555-ös időzítő egy integrált áramkör, vagy bipoláris IC, mely legkevesebb kb 20 darab bipoláris tranzisztorból és ellenállásból áll. Gyártják FET-ekkel is (CMOS technológia, például LMC555). Az IC végül is egy oszcillátort valósít meg, melynek frekvenciáját kívülről lehet szabályozni ellenállásokkal és kondenzátorokkal. Gyakran használják hiszterézises komparátorként (Schmitt-trigger) a zajos digitális jelek javítására, vagy akármilyen billenőkör megvalósítására, továbbá feszültségvezérelt oszcillátorként (VCO), frekvencia- és amplitúdó modulátorként, tápfeszültség megszűnését érzékelőként, PWM generátorként, és háromszögjel-generátorként is alkalmazzák. Legnagyobb hátránya, hogy az időzítés pontossága függ a hőmérséklettől éppen amiatt, hogy az időzítést beállító ellenállások és kondenzátorok értékei is többé-kevésbé hőmérsékletfüggőek. A lábak funkciói a következők:

1.  0V (GND): föld vagy negatív tápfeszültség
2. Trigger: a vezérlőláb, ami a kimenetet a magasba vezérli (logikai 1-re) amikor a feszültség a Control láb feszültségének felére esik.
3. Output: kimenő jel, minek logikai 0-ja 0V és logikai 1-je a 8-as lábra kapcsolt tápfeszültség.
4. Reset: az időzítési intervallum újraindítására szolgál. Ha az időzítés (magas kimenet) 1 órára van állítva amiből csak 10 perc telt el, akkor a reset lábat a fölre kapcsolva elölről kezdődik a számolás. A számlálás csak akkor kezdődik meg, amint a feszültségszint 0.7V fölé emelkedik, tehát érdemes ezt a lábat egy felhúzó ellenállással a Vcc-re kötni.
5. Control: ez is egy vezérlő, a belső feszültségosztó referenciafeszültsége, ami a tápfeszültség 2/3-a. Tulajdonképpen a Trigger és a Threshold feszültségszinteket vezérli, egyszóval az impulzusszélességet.
6.  Threshold: küszöbfeszültség, ami ha nagyobb mint Control feszültsége, akkor a magas kimenet logikai 0-ra vált.
7. Discharge: az időzítés intervallumért felelős. A legtöbb esetben ez a láb fel van húzva a tápra egy ellenállással és le van hidegítve a földre egy kondenzátorral. Discgarge a neve, mert a földre kötött kondenzátort folyton kisüti minden kimeneti intervallum között.
8. +Vcc: pozitív tápfeszültség

   A feszültségosztó 2/3-ára csökkentik Vcc feszültséget a Threshold komparátor nem-invertáló bementén és Vcc 1/3-ára a Trigger komparátor invertáló bemenetén. A CONTrol kivezetéssel bele lehet szólni a feszültségek arányaiba megváltoztatván az impulzusszélességet (hiszen a trigger komparátor bemenetei más feszültségeken fognak találni). Az impulzusszélesség növekedése nem a kitöltési tényező, hanem a periódusidő növekedésére vonatkozik, tehát ha a Control lábon megnöveljük a feszültséget, akkor csökken a kimenet frekvenciája (feszültségvezérelt oszcillátor).

- A trigger komparátor a flip-flop (ami egy tranzisztoros billenőkör) S (Set) bemenetére megy, azaz ha a komparátor két bemenete egyezik, akkor a flip-flop logikai 1-re vált. A flip-flop kimenete invertálva van, tehát 0 a kimenet.

- Mikor a threshold feszültség megegyezik vagy nagyobb lesz a Control feszültségnél, akkor a threshold komparátor bekapcsol és a flip-flop-ot lenullázza. A flip-flop kimenete invertálva van, tehát 1 lesz. A flip-flop magas kimenete bekapcsolja a nyílt kollektorú tranzisztort (azért nyílt mert közvetlenül ki van vezetve az IC-ből) és ezáltal a Discharge láb összekötődik a földdel, meríteni kezdi a kívülről rákapcsolt kondenzátort. Tehát a kondenzátor akkor sül ki, mikor a kimeneten éppen logikai 0 van.

A flip-flop-ot a két komparátor kapcsolgatja. A kimeneti értéket mindig a bekapcsolódott komparátor határozza meg, tehát ha a trigger ki van kapcsolva és a threshold be (alacsony kimenet), akkor a threshold kikapcsolása nem jelenti azt, hogy a kimenet magasra vált.

Ellenőrzés multiméterrel

   Multiméterrel sajnos nem lehet kimérni, viszont a jobb oldalon látható áramkörrel meg lehet állapítani, hogy működik-e vagy sem. Ez egy astabil billenőkör, azaz egy önműködő villogó. Ha a LED-ek villognak, akkor az IC jó. A villogás gyorsaságát R1, R2 ellenállással és C1 kondenzátorral lehet változtatni: T = 0.7C1(R1+2R2) másodperc.

Adatlapok olvasása

   Legyen a közismert NE555-ös időzítő. Az első táblázatban a különböző tokozatú IC-k üzemi hőmérséklete szerepel, amiből kiderül, hogy az NE555N DIP tokozású integrált áramkör 0-tól 70°C között használható. Egy rövid leírásból kiderül, hogy leggyorsabban 2µs idő alatt tud kikapcsolni, tehát legfeljebb 500kHz-en kapcsolgathat. Az időzítés legnagyobb mértéke óra nagyságrendű, astabil és monostabil üzemmódba is beállítható magas kimenő áram és változtatható kitöltési tényező mellett. A TTL-kompatibilitás (Transistor-Transistor Logic) azt jelenti, hogy vezérelhető TTL jelekkel és ő is vezérelhet más TTL ezközt, azaz vezérelhető és vezérelni tud TTL feszültségszinteken (3-5V a logikai 1-nek és 0V a logikai 0-nak). Az IC stabilitása 0.005%-ot eltorzul minden °C változásnál.

Az 555-ös legfeljebb 18V-al táplálható és legfeljebb 600mW-ot fogyaszt. A tárolási hőmérséklet (mikor nem működik) -65 és 150°C közé tehető, az áramkörbe való forrasztásakor a páka hőmérséklete ne haladja meg a 300°C-ot.

A tápfeszültség 4.5 és 16V közé essék 3-10mA áramerősség mellett. A következő sor a táblázatban a pontosságról szól monostabil és astabil módban, ezek azok az értékek amiért nem használják az 555-öst nagyon precíz berendezésekben (például órajelnek). Ideális esetben a pontosság 100% kéne legyen, itt annál jóval kevesebb. A Control Threshold és Trigger feszültségek a tápfeszültségtől függnek: 15V 2/3-a 10V, 1/3-a pedig 5V. Mivel komparátorokról van szó, a vezérlési áram minimális (ITH=0.1µA és ITRIG=0.1µA). Az 555-ös reset-je már 1V-nál és 0.1mA-nél bekövetkezik, nem kell leessen teljesen 0V-ra. Ezután a kimenő alacsony és magas feszültségszintek következnek annak függvényében, hogy mennyire van leterhelve a kimenet. A szintek közti váltakozás ideje 300ns. A 20nA-es szivárgó áram a Discharge és a föld közé bekötött tranzisztor szivárgóárama.

Az első grafikonból leolvasható, hogy 25°C-on a trigger feszültség a Vcc 0.3-szorosa (1/3-a) kell legyen 50ns-os impulzusszélességhez.  70°C-on ugyanez kb 40ns-os impulzusszélességet produkálna. A második grafikonból az derül ki, hogy minél nagyobb a tápfeszültség, annál nagyobb az áramfelvétel. A harmadik grafikon a normalizált kapcsolási időt mutatja, ahogyan az egyre kisebb a hőmérséklet növekedésével. A negyedik ábra a kimenő logikai 0 feszültségszintjeit mutatja különböző terhelésen és 5V-os tápfeszültségen. 100mA-el terhelve meghaladja a 2V-ot is. Ugyanez olvasható le az adatlap következő két diagramjáról, mikor a tápfeszültség 10 illetve 15V.

A fenti grafikonok közül az elsőről leolvasható, hogy például 12V-os tápfeszültségnél, ha a kimenetet 20mA-el terheljük (például egy LED-el), akkor a kimenő feszültség 25°C-on kb 1.43V-ot fog esni, tehát az előtét ellenállást ez szerint tervezzük, ne pedig 12V-ra. Az időzítő be-ki kapcsolgatása a tápellátástól is függ, ahogyan azt a második ábra mutatja: 6V-os tápfeszültséggel működik a leghatékonyabban. A kimenet fel vagy le billenésének ideje a trigger impulzus feszültségszintjének függvényében az utolsó ábrán látható. Ahogy a táblázatban is szerepelt, 300ns-ig tart az átbillenés, ha a triggerfeszültség a Vcc 1/3-a.

Műveleti erősítők 

Működés

       Elsősorban matematikai műveleteket végző analóg áramkörökben való felhasználásra tervezték. Mivel ott nincs szükség nagy teljesítményű tranzisztorokra, diódákra vagy nagy kapacitású kondenzátorokra, kihasználták azt a lehetőséget, amit a közel azonos paraméterű integrálható elemek nyújtanak. A műveleti erősítő leginkább feszültséget erősít, bár léteznek áram bemenetű erősítők is (meredekségi erősítők).

•  A műveleti erősítő az invertáló és a nem invertáló bemenetek közti feszültségkülönbséget erősíti, függetlenül attól, hogy melyikre adjuk a hasznos jelt. Ebből látszik, hogy ha a különbség pozitív (nem invertáló > invertáló), akkor a kimenet a pozitív tápfeszültségre erősödik, viszont ha negatív (nem invertáló < invertáló), akkor a kimenet a negatív tápfeszültségre fog erősödni. Ha a feszültségkülönbség például +5V és az erősítés 1000, akkor a kimenet elindul +5000V-ig, de kb. 13.5V-ná megáll, mert 15V-os tápfeszültség esetén maximum eddig erősíthet. Ez az érték a műveleti erősítő telítési értéke.
• Az invertáló azt jelenti, hogy az ide kapcsolt feszültség invertálódik a kimeneten, azaz 180 fokos fáziseltolódást szenved.
• A visszacsatolás nélküli (nyílt hurkú) műveleti erősítő erősítése csak szűk frekvencia tartományban érvényes. A visszacsatolás bár csökkenti az erősítés mértékét, de ezzel együtt megnöveli a határfrekvenciát.
• A műveleti erősítőnek van egy feszültség-ugrási vagy erősítési sebessége (slew rate)

 Két alapkonfiguráció létezik: 
- Invertáló áramkör.

- Nem invertáló áramkör.

Azért célszerű a negatív visszacsatolás, mert az erősítés így sokkal stabilabb. Pozitív visszacsatolást inkább komparátor vagy egyéb logikai műveleteket végző áramkörökben használnak, ahol nem annyira az erősítés, hanem a kimenet előjelének stabilitása a fontos.

• Negatív visszacsatoláskor, például az invertáló áramkört nézve a kimenet R1 és R2 feszültségosztón csatolódik és osztódik vissza az invertáló bemenetre. Legyen R1=1k és R2=2k, a bemenet pedig -1V. Mivel a nem invertáló bemeneten 0V van, a feszültségkülönbség 0-(-1) = +1V lesz. Ha a műveleti erősítő adatlapjában 1000-es erősítést ír, akkor ez azt jelenti, hogy az elkezd 1V*1000 = 1000V-ig erősíteni (ideális esetben - ha a tápfeszültség végtelen nagy). Tegyük fel, hogy az erősítési sebesség 1V/μs, azaz 0μs-nál 0V van a kimeneten, 1μs-nál pedig 1V és így tovább. Ugyanígy minden μs-ban a feszültségosztó is leossza ezt az feszültséget az invertáló bemenetre, ami egyre kisebb lesz, így a kimenet is egyre kisebb értékig akar majd erősíteni. Például az 1V-os kimenet pillanatában -0.333V-ra osztódik le az invertáló bemenet, az erősítő tehát csak 333V-ig akar majd erősíteni, mert a feszültségkülönbség 0.33V lesz a két bemenet között. Az 1.5V-os kimenetkor -0.17V-ra esik, azaz 170V az erősítő célja, 1.9V-os kimenetkor -0.033V-ra esik (33V), 1.998V-nál pedig -0.002V-ra osztja, tehát 2V-ig akar majd erősíteni az erősítő. Itt látszik, hogy a kimenet (1.998V) már majdnem 2V, tehát nem kell tovább erősíteni, a műveleti erősítő megtalálta a stabilitását. Vegyük észre, hogy ebben a pillanatban az invertáló bemenet feszültsége közel azonos a nem invertáló bemenetével (0V). Ebből látszik, hogy a visszacsatoló ellenállás hogyan korlátozza az erősítést (R2/R1 = 2 azaz 2-es erősítés az 1000-es helyett) és hogy az eredeti erősítés nagysága hogyan befolyásolja a kimenet pontosságát. Például 10000-es erősítéssel az invertáló bemenet -0.0002V-ig csökkent volna és a kimenet 1.9998V-nál stabilizálódott volna, ami közelebb áll az ideális 2V-hoz. Hogyha a kimenetet közvetlenül csatoljuk vissza a bemenetre, akkor feszültségismétlő áramkört kapunk, azaz bármilyen feszültséget kapcsolunk a nem invertáló bemenetre, az semmilyen erősítés nélkül megismétlődik a kimeneten. A negatív visszacsatolás lényege, hogy folyton egyensúlyban tartja magát, mindig igyekszik kiegyenlíteni a két bemenet feszültségszintjét, hogy az erősítés mértéke ugyanaz maradhasson. Negatív visszacsatolással a műveleti erősítő lineáris üzemmódban dolgozik.
• A pozitív visszacsatolásnál a kimenetet csakis a nem invertált bemenet nagysága és előjele szabja meg. Ha ide pozitívabb feszültséget kapcsolunk mint az invertáló bemenetre, akkor a feszültségkülönbség és a visszacsatolt jel is pozitív lesz, hiszen nem invertálódik, így a kimenet határozottan pozitív lesz. Hogyha a nem invertáló bemenet negatívabb, akkor ugyanúgy negatív előjelű marad a visszacsatolás is, határozottan negatív kimenetet eredményezve. A feszültségosztó itt csupán a bemenő jel nagyságáért felelős, az erősítés minden esetben végtelen. A különbségi jel folyamatosan nő egyre jobban felgyorsítván (tehát nem lineárisan) a kimenet telítési állapotának elérését. Röviden fogalmazva, a kimenet átbillenése egyik telítési állapotból a másikba két bemenet feszültségkülönbségének előjelétől függ.

Ezen két alapvető kapcsolásból sokféle funkciót betöltő áramkör építhető: összeadó, kivonó, integráló, deriváló, logaritmáló, exponenciáló, összehasonlító, differenciáló, stabilizáló, stb.

Ellenőrzés multiméterrel

      A műveleti erősítő sok tranzisztorból, diódából, ellenállásból és kondenzátorból összerakott IC (integrált áramkör), ezért nem lehet passzívan kimérni. Készíteni kell neki egy áramkört, mert működés közben derülhet ki, hogy valóban jó-e. Érdemes minél egyszerűbbet választani, például egy feszültségismétlőt, vagy egy olyant minek az erősítését úgy méretezzük (negatív visszacsatolással), hogy a kimenő feszültség pontosan a bemenet duplája legyen és ezt ellenőrizzük multiméterrel.

Adatlapok olvasása

     Egyik leggyakoribb műveleti erősítő IC a TL072. Ebben a 8 lábú áramkörben két műveleti erősítő kapott helyet, melyek + vagy -18V-os tápfeszültséggel üzemelnek. A bemeneti jel amplitúdója is ± előjelű, mely szintén a földpotenciálhoz van viszonyítva. Ez az érték ±15V, amiből rögtön következik, hogy a műveleti erősítő két bemenete közti különbség legfeljebb ±30V lehet.
      Következik egy táblázat, ahol az alábbi paraméterek vannak megadva és mindkét műveleti erősítőre vonatkoznak:

• Input Offset Voltage: a látszólagos feszültségkülönbség a műveleti erősítő két bemenete között még akkor is ha ezek rövidre vannak zárva. A hőmérséklettől és az IC típusától függ, például a TL072C 3mV és 10mV a két véglet. Ez azt jelenti, hogy 100-as erősítéssel a kimeneten 0.3 és 1V közötti feszültségeltolódások jelenhetnek meg, hőmérséklettől függően.
• Input Offset Voltage Drift: mennyivel változik afeszültségeltolódás a hőmérséklet viszonyában. Például 0-21ºC közötti hőmérséklet tartományban a feszültségeltolódás 10μV/ºC * 21ºC = 210μV = 0.2mV -ot változhat.
• Input Offset Current: az elméletileg végtelen bemeneti impedanciájú műveleti erősítőnél nem mérhető áramerősség a két bemenet között, a valóságban azonban ez 5pA és 100pA között mozog.
• Input Bias Current: a bemeneteken befolyó legkisebb áram, mely a belső tranzisztorokat működésbe hozza 20pA és 200pA közötti. Egyes FET tranzisztoros műveleti erősítőknél ez az érték 1pA alatti.
• Large Signal Voltage Gain: a maximális erősítés (mely ideálisan végtelen lenne) itt 200V/mV azaz 200*10^3
•  Common Voltage Rejection Ratio (SVR): azt mondja meg, mennyire jó a műveleti erősítő a tápfeszültségből érkező zajok kiszűrésében. Például, ha 12Vdc-vel tápláljuk az áramkört, melyben 100mV-os hullámosság van 120Hzen, akkor a megadott 86dB szerint: 10^(86/20) = 20,000-el fog ez az érték csökkeni, azaz a műveleti erősítő csupán 5mV-is ingadozást fog tapasztalni, amit ugyebár egy 100-as erősítés  500mV-os ingadozásra erősít a kimeneten (akkor is, ha nincs bemenet mit felerősítsen). Ez az 86dB érték nem konstans, bár 120Hz-re specifikálják, magasabb frekvenciánál kisebb a csillapítás. Ezért fontos, hogy a tápfeszültség becsületesen meg legyen szűrve.
• Supply Current, per Amp, no Load: az integrált áramkör terhelés nélküli áramfelvétele. Ez általában annál nagyobb minél gyorsabb a műveleti erősítő erősítése.
• Input Common Mode Voltage Range: ha a két bemenetre ugyanaz a feszültség kerül, akkor annak -12V és +15V közé kell esnie.
• Common Mode Rejection Ratio (CMRR): A különbségi és a közös nyereség aránya. Amint szó volt már róla, a műveleti erősítőnek a két bemenete közti feszültségkülönbséget kell erősítenie. A valóságban, ha a két bemeneten azonos (közös) feszültség van, akkor is lesz egy csekély nyereség. A CMRR értéke árulja el, hogy mennyire csekély ez a nyereség, a TL072 esetében 86dB, ami 20,000-es csillapítást jelent.
• Output Short-circuit Current: a kimenet terhelhetősége, azaz mekkora áramot képes a kimenet elviselni. A megadott 60mA-es terhelésnél a kimenet rohamosan csökkenni kezd 0V-ig.
• Output Voltage Swing: a kimeneti feszültség kilengése, mely nem érheti soha el a tápfeszültség határát, többnyire az terhelő áram miatt. Ez az érték a 15V-os tápfeszültségű TL072-nél 12V de legfeljebb 13.5V. Léteznek olyan műveleti erősítők is (Rail-to-Rail), ahol a kilengés 100mV híján elérheti a tápfeszültséget. Ezeket inkább akkuról működő készülékekben használják, ahol a tápfeszültség általában kisebb mint 6V.
• Slew Rate: az erősítési sebesség. Tőle függ, hogy mekkora amplitúdójú és frekvenciájú jellel képes üzemelni a műveleti erősítő anélkül, hogy eltorzítaná a kimenetét. Minél nagyobb ez az érték, annál gyorsabb a műveleti erősítő. A TL072 16V-al tudja növelni a bemenő jelet minden μs-ban. Ha tehát egy 10Vpp (csúcstól csúcsig tartó) feszültségű szinusz jelet teszünk a bemenetre, melynek frekvenciája 500kHz, akkor a feszültségváltások sebessége d/dt 10(2*pi*500000t) = 31V/μs lesz. Egy ilyen jel a TL072 bemenetén valószínűleg torzítást okoz majd a nulla átmeneteken. Ahhoz hogy ez ne történjen meg, vagy az amplitúdót kell csökkenteni mondjuk 3Vpp-re, vagy a jel frekvenciáját kell lejjebb hozni kb. 250kHz-re.
• Rise Time: elárulja, hogy milyen gyorsan tud a műveleti erősítő kapcsolni. A TL072 kimenete 0.1μs idő alatt képes a feszültség 10%-áról 90%-ára kapcsolni. Ez alapján kiszámítható a bemenő legnagyobb frekvencia, ám ez nem feltétlenül fér bele a Slew Rate korlátaiba. Ez tulajdonképpen az áramkör impulzusválaszát adja meg.
• Overshoot: a legnagyobb eltérés ami a kimeneten megjelenhet, mikor az áramkör már egyensúlyban van (és mielőtt újra kibillenne).
• Gain Bandwidth Product: a nyílt hurkú nyereség, ami a TL072 esetén 4MHz. Ez azt jelenti, hogy 4MHz-es bemenetnél a maximális nyereség 1 (a nyereség csökken ahogy a frekvencia növekszik). Valójában a nyereség kisebb mint 1, mert ezt a 3dB-es pontban jelölik (ahol a feszültség az eredeti érték 0.707-szeresére esik vissza). Ha tovább számolunk, a nyereség 400kHz-nél 10, 40kHz-nél 100 stb.
• Input Resistance: az az impedancia, melyet a bemenet lát. A TL072-nél ez 10^12Ω azaz 10TΩ.
• Total Harmonic Distortion: A háttérzaj első 9 harmonikusa RMS-je és a kimeneti teljes jel RMS-je közti arány (RMS = Root Mean Square).
• Equivalent Input Noise Voltage: a bemenetre kapcsolt ideális feszültségforrásra visszaverődött zaj (a műveleti erősítő belső zaja).
• Phase Margin: a fázistolás abszolút értéke azon a frekvencián, melyen az erősítés 1. Tehát 4MHz-en a kimenő jel 45°-os fáziseltolódást szenved a bemenethez képest.
• Channel Separation: mennyire van hatással egy aktív csatorna kimenete egy nem működő csatorna kimenetére. Áthallásnak vagy Crosstalk-nak is nevezik és az összeépített műveleti erősítők kimenetei közötti kölcsönhatást mutatja.

A táblázat után következő diagramok a műveleti erősítő kimenetén megjelenő feszültségszinteket mutatják a frekvencia, a tápfeszültség, a hőmérséklet és a terhelő ellenás (RL) függvényében. 

Leolvasható például, hogy ±15V-os tápfeszültség mellett, 2kΩ-os terheléssel a kimeneten, 25°C-on, ha a kimeneti feszültség csúcstól csúcsig tartó értéke 25V, akkor annak frekvenciája legfeljebb100kHz lehet. A hőmérséklet-függő diagramokat főleg kritikus hőmérsékleti körülményeken üzemelő áramkörök tervezésekor érdemes figyelembe venni. Ami még fontos lehet, az a terhelhetőség és a frekvenciafüggő erősítés:

Az elsőről leolvasható, hogy például ha a kimenetet 25Vpp-re erősítjük, akkor azt legkevesebb 3kΩ-al terhelhetjük. A másodikról az olvasható le, hogy minél kisebb az erősítés, annál nagyobb a frekvenciasáv és hogy a 10-es erősítés az, ahol a kimenet nem szenved semmilyen fázistolást. Továbbá található diagram egy feszültségismétlő impulzusválaszáról is, amiről leolvasható, hogy a kimenet milyen gyorsan reagál egy bemenő impulzusra. Ezek a diagramok mind tesztáramkörök eredményei, melyekből néhány megtalálható az adatlapban is. A műveleti erősítő ellenőrzéséhez ezek szolgálnak legjobb referenciaként. A fenti diagramok például a következő kapcsolás tesztelésekor születtek: