Stabilizátorok

      A stabilizátoráramkörök feszültséget és/vagy áramerősséget stabilizálnak. Mondhatók szabályzóknak (78xx, 317 stb) is, a különbség a komplexitásban rejlik. A stabilizátor egyszerűbb és arra jó, hogy megvédje a fogyasztó áramkört a feszültségben, áramban és frekvenciában fellépő zavarokban. Ezzel szemben a szabályzó nagyobb erőfeszítést tesz, hogy fixen tartsa a kimenő feszültséget (beépített frekvenciakompenzálás, túláramvédelem stb), és szinte minden esetben rendelkezik visszacsatoló hurokkal, amivel a szabályzást végzi. Mivel mindkét áramkör arra törekszik, hogy a kimenet fix maradjon, ezért elmondható, hogy a szabályzó egy bonyolult stabilizátor, és a stabilizátor egy egyszerű szabályzó. Ettől függetlenül a magyar köznyelvben továbbra is a stabilizátor szót használjuk mindkét esetben (pl. „7805-ös stabkocka”), már csak azért is mert egyszerűbb és sokkal biztosabb egy szabályzót szerelni a stabilizálni kívánt áramkörbe mintsem Zener-diódákkal, ellenállásokkal és tranzisztorokkal kialakítani egy stabilizátort figyelvén arra, hogy a hőmérséklettől, terheléstől és a bemenő feszültség nagyságától függetlenül is stabilan maradjon a kimenet. Az angolban ezzel szemben inkább a szabályzó (regulator) szót használják. Természetesen a szabályzóknak is megvannak a maguk működési értéktartományai, melyek sokkal tágabbak a stabilizátorok korlátainál. Éppen ezért stabilizátorok és a szabályzók a felhasználásuk szerint is cspoprtosíthatóak. Bár mindkét áramkörnél fix feszültség van a kimeneten, a szabályzók (főleg a második generációsak) általában kevesebb külső alkatrészt igényelnek és nagyobb áramra vannak tervezve, így egyszerűbb belőlük változtatható kimenetű feszültségű stabilizátort készíteni. Ez úgy érhető el, ha a ki- és bemenet közös földjének potenciálját változtatjuk. A stabilizátor kapcsolások kialakítása sokféleképpen történhet. Két alapvető kategória van:

            - Passzív vagy parametrikus stabilizátor, ahol a fix paraméterekre tervezett áramkör változatlan elektromosságot szolgáltat.

            - Aktív, vagy visszacsatolással rendelkező stabilizátor, ahol az áramkör mindig figyeli a kimenetet és a változásokat (hibákat) visszacsatolja a bemenetre a korrekció érdekében.

Ezeken belül az áramkörök lehetnek:

            - Folytonosak vagy lineárisak, ahol a kimenő feszültség folytonos azaz nulla frekvenciájú

            - Diszkrétek vagy kapcsolóüzeműek, ahol a kimeneten impulzusmodulált jel mérhető.

            - Hibridek, ahol a kapcsolóüzemű és lineáris szabályzás egymás után van alkalmazva.

Ezen alapvető osztályokba tartoznak az integrált stabilizátorok is, de ők még tovább osztályozhatók:

            - Konstans kimenetű, melyek külső alkatrészek nélkül is tudnak szabályozni egy adott feszültséget.

            - Változtatható kimenetű, melyeket külső alkatrészekkel kell beállítani, hogy mit és hogyan szabályozzanak.

Lineáris feszültségstabilizátorok

Általában tranzisztorokból összeszerelt soros vagy párhuzamos áteresztőkörből áll, melyet egy nagy nyereségű, visszacsatolt differenciálerősítő vezérel. Összehasonlítja a kimenő feszültséget egy precíz referenciafeszültséggel és oly módon hangolja az áteresztőkört, hogy a kimenet konstans feszültségű marad. A legegyszerűbb feszültségstabilizáló a Zener-dióda. Majdnem mindenik stabilizált tápegységben megtalálható. Nyitóirányban vezetnek, záróirányban csak egy bizonyos feszültségig maradnak zárva.

Ha a diódát fordított polaritással, párhuzamosan rákötünk egy feszültségforrásra, akkor annak mindaddig semmi hatása nem lesz a kimenetre, míg a feszültségforrás el nem éri a dióda záróirányú feszültségküszöbét. Ekkor a dióda vezetni kezd és rövidre zárja a kimenetet, más szóval nem enged a kimenetre a küszöbértékénél nagyobb feszültséget. Úgy is mondják, hogy a dióda lesöntöli a kimenetet, a kapcsolási rajz tehát egy söntszabályzó. Ha a feszültségforrás árama nagyobb, mint amit a dióda megbír, akkor a dióda tönkremegy. Ezért szükséges egy áramkorlátozó ellenállás, mely a diódát védi, hővé alakítja a felesleges áramot. A dióda adatlapján szerepel egy olyan csúcsáram, melyeknél rövid ideig még nem megy tönkre, ezért feszültségcsúcsok levágására is alkalmas. A kimenet stabilitása függ a terheléstől is.

Az áramkör működéséhez $Vs$-nek nagyobbnak kell lennie mint a dióda záróirányú küszöbfeszültsége, egy 8V-os Zener-nél például 18V. Ha nincs terhelés, akkor a diódán leesik a 8V és a maradék 10V az ellenállásra kerül. Ohm törvénye szerint $R1$ ellenálláson $10\mathbf{V}/100\mathbf{\Omega}=100\mathbf{mA}$ áramerősség fog folyni. Ugyanez az áram folyik a zárlatként működő diódán is, ám ha a kimenetre $Rt$ terhelést teszünk, akkor az átveszi a terhelést a diódáról. Az ellenállás nagyságától függ, hogy milyen mértékben, természetesen minél kisebb $Rt$, annál inkább tehermentesíti a diódát $(100\mathbf{mA} = I_{dióda} + I_{Rt})$. Ha viszont túlságosan kicsi akkor rajta fog átfolyni minden áram, mintha a dióda ott se volna, és emiatt megszűnik a stabilizálás (a feszültség lecsökken és a dióda ellenállása megnő). Ahhoz, hogy a dióda működésben maradjon tudni kell, hogy legkevesebb mekkora $Rt$ ellenállás mellett marad meg 100mA a diódán. Ohm törvénye szerint ez az érték $8\mathbf{V}/100\mathbf{mA}=80\mathbf{\Omega}$. Láthatóan a stabilitás (feszültségszint) nagyban függ terhelőáramtól, tehát nem alkalmas olyan terhelést rákötni aminek fogyasztása (ellenállása) változhat.

A fenti soros emitterkövetős feszültségstabilizátoron a Zener dióda egy tranzisztort vezérel.

A diódán lévő 8V a tranzisztor bázis-emitter szakaszán további 0.6V-ot csökken, így a terhelésre 7.4V jut.

- Ha a terhelés megnő, akkor a feszültség csökkenni fog a kimeneten, tegyük fel 0.1V-ot. A diódán megmarad a 8V, ezért a tranzisztor bázis-emitter kivezetései közti különbség 0.7V-ra változik. Ettől mégjobban kinyit (a kollektor-emitter ellenállása csökken) és a kimeneti feszültség újra 7.4V-ra emelkedik.

- Ha a terhelés csökken, akkor a feszültség emelkedni fog a kimeneten, tegyük fel 0.1V-ot. A diódán megmarad a 8V, ezért a tranzisztor bázis-emitter kivezetései közti különbség 0.5V-ra változik. Ettől mégjobban bezár (a kollektor-emitter ellenállása megnő) és a kimeneti feszültség újra 7.4V-ra csökken.

Ugyanez a két eset igaz a bemenő feszültség igandozására is. A tranzisztor mindig igyekszik megtartani a 0.6V-os feszültségkülönbséget a bázis-emitter között azáltal, hogy csökkenti/növeli a kollektor-emitter ellenállás nagyságát. Ezek a kis igazítások nagyon gyorsan történnek, a kimenő feszültség gyakorlatilag állandó marad. A korlátok viszont ebben az esetben is fennállnak, a Zener-feszültség alatti bemenet a diódát kapcsolja ki, a túlságosan nagy bemenet pedig tönkre teheti az ellenállást is. Ezt a kapcsolást emitter-követő stabilizátornak nevezik. Ha a tranzisztor bázisát egy másik tranzisztor vezérli (darlington kapcsolás), akkor a terhelő áram kis változásai elhanyagolhatóak.

    Sok esetben szükség van változtatható értékű stabilizált feszültségre, például laboratóriumi tápegységekben.

A fenti ábrán a kimenő feszültség a $P$ változtatható értékű ellenállástól függ, ugyanis az R2 állandó feszültsége rajta keresztül éri el a kimenetet: $Kimenet = U_{R2}\cdot(P+1)$;

- Ha a terhelés megnő, akkor a feszültség csökkenni fog a kimeneten, tegyük fel 0.1V-ot. A diódán megmarad a 8V, ezért a $T2$ tranzisztor bázis-emitter kivezetései közti különbség 0.7V-ra változik. Ettől mégjobban kinyit és ezzel jobban kivezérli $T1$-et ami szintén jobban kinyit, a kimeneti feszültség újra 7.4V-ra emelkedik.

- Ha a terhelés csökken, akkor a feszültség emelkedni fog a kimeneten, tegyük fel 0.1V-ot. A diódán megmarad a 8V, ezért a $T2$ tranzisztor bázis-emitter kivezetései közti különbség 0.5V-ra változik. Ettől mégkevésbé vezérli ki $T1$-et ami szintén jobban bezár (a kollektor-emitter ellenállása megnő) és a kimeneti feszültség újra 7.4V-ra csökken.

      Az alábbi áramkör a fentihez hasonlóan, egy visszacsatolt feszültségstabilizátor.

A visszacsatolás ebben az esetben is a potenciométer csúszkáján keresztül történik. Az itt beállított kimenő feszültség függvényében nyílik vagy zárul $T3$ tranzisztor ami $T1-T2$ darlingtont vezérli tovább. A Zener és az $Rz$ ellenállás referenciafeszültségként szolgálnak, hisz ott az értékek nem változnak meg. $P$ és $R2$ ellenálláson a feszültség mindig egyenlő a dióda és a tranzisztor bázis-emitter feszültségének összegével, de ha mégsem (a kimenet terhelésekor), akkor $T3$ úgy vezérli meg a darlingtont, hogy az egyenlőség visszaálljon. $R1$ és $R2$ ellenállásra azért van szükség, hogy a potenciméter egyik véglete se zárja rövidre $T3$-at se a darlingtonnal, se a Zenerrel.

A feszültségstabilizátoroknak szükségük van túláramvédelemre is. Ha a fenti ábrák bármelyikén a terhelő ellenállás kisebbre csökken a minimálisnál (azaz az áramkört túlterhelődik), akkor a Zener-hatás megszűnik és a kimeneten a bemenetre kapcsolt tápfeszültség lesz mérhető, ami adott esetben tönkreteheti a terhelő áramkört. A túláramvédelem célja éppen ennek fordítottja, hogy túlterhelés esetén a kimeneti feszültség nullára csökkenjen.

Ebben a kapcsolásban $T3$ tranzisztor helyett egy negatív visszacsatolásban lévő nem-invertáló műveleti erősítő hasonlítja össze a potenciométerrel beállított feszültséget a Zeneren lévő referenciafeszültséggel (a különbséget hibajelnek is nevezik). Ez a feszültség $T1$ bázisára megy, ami ettől kinyit (vezetni kezd annak C-E lába) de nem vezérli meg $T2$ tranzisztort hisz az áram mindig a nagyobb fogyasztó fele veszi az irányt, ebben az esetben $R$ ellenállás irányába. Ezt az ellenállást úgy kell tervezni, hogy a kívánt áramkorlátnál a rajta áthaladó feszültség csökkenjen kb 0.65V-ra, például 5A esetén Ohm törvénye szerint: $0.65\mathbf{V}/5\mathbf{A}=0.13\mathbf{\Omega}$ kell legyen. Ebből is látszik, hogy egy sönt ellenállásról van szó. Ha a terhelést megnöveljük, például rövidre zárjuk a kimenetet, akkor minden terhelés $R$ ellenállásra hárul, azon a feszültség lecsökken 0.65V-ra és $T2$ tranzisztor vezetni kezd. Ezzel úgymond lesöntöli $T1$ tranzisztor emitter-bázis kivezetéseit és az amiatt bezár és nem enged több feszültséget a kimenetre, ugyanakkor tehermentesíti a feszültségforrást is. A műveleti erősítő továbbra is próbálkozik $T1$ kinyitásával, de $T2$ folyton visszazárja, és ez addig ismétlődik, amíg a túlterhelés meg nem szűnik.

Példa:

Adott a következő leegyszerűsített feszültségstabilizátor, ideális alkatrészekkel:

Ha feszültségstabilizátort tervezünk, először a feszültség- és áramkövetelményeket kell meghatározni, azaz hogy mekkora a kimenő feszültség (Rt terhelő ellenálláson), mekkora a legnagyobb és a legkisebb lehetséges áram a kimeneten. Legyenek ezek: $U_{Rt}=15\mathbf{V}$, $I_{ki,min}=0\mathbf{A}$, $I_{ki,max}=2\mathbf{A}$. Ezek függvényében kiszámíthatóak az áramkörben szereplő ellenállások értékei.

- mivel a műveleti erősítő a nem-invertáló bemenetén kapja a jelt, ezért a következő képlet érvényes:

            A műveleti erősítő kimenete: $U_{0}=U_{D1}+U_{R2}=U_{D1}\left(1+\frac{R2}{R1}\right)=15\mathbf{V}$

Az ilyen háromismeretlenes képleteknél egyszerűbb ha a szabványértékek közül válogatunk. Például a diódának kisebb Zener-feszültségűnek kell lennie mint a kimenetnek (15V), legyen például 6.8V. Ebben az esetben $U_{R2}= 8.2\mathbf{V}$ kell legyen. $R2$ és $R1$ feszültségosztóra érvényes, hogy:

\[U_{R2}=U_{Rt}\left(\frac{R2}{R1+R2}\right)\Rightarrow\frac{R2}{R1+R2}=\frac{U_{R2}}{U_{ki}}=\frac{8.2\mathbf{V}}{15\mathbf{V}}=0.546\mathbf{V}\]

Hogy ne jöjjön ki nem létező értékű ellenállás, a szabványokból egyiket behelyettesítjük, például $R2=4.3\mathbf{k\Omega}$. Most már kiszámítható $R1=3.57\mathbf{k\Omega}$ értéke, amihez a legközelebb a 3.6k szabványérték áll.

- a minimális kimenő áram $I_{ki,min}=0\mathbf{A}$, hiszen terhelés nélkül is stabil marad a kimenet.

- a maximális kimenő áram rövidzárlat esetében számítható ki, azaz mikor $Rs$-re esik minden terhelés. Ilyenkor az ellenálláson $T2$ bázis-emitter feszültségesése kell mérhető legyen, a 0.6V.

\[Rs=\frac{U_{Rs}}{I_{Rs}}=\frac{0.6\mathbf{V}}{2\mathbf{A}}=0.3\mathbf{\Omega}\]

Ezek után a minimális bemenő feszültséget kell meghatározni. Ehhez tudni kell az adatlapból $T1$ kollektor-emitter feszültségesését. Ha ez például 2.4V, akkor:

\[U_{bemenet}=U_{ki}+U_{Rs}+U_{CE1}=15\mathbf{V}+0.6\mathbf{V}+2.4\mathbf{V}=18\mathbf{V}\]

Az esetleges feszültségingadozást is figyelembe kell venni, amitől a kondenzátor értéke függ. Ha $\Delta U_{bemenet}=4\mathbf{V}$, akkor:

\[\Delta U_{bemenet}=\frac{1}{C}\cdot I\cdot\Delta t\]
ahol $I$ a maximális áram és $\Delta t$ a kondenzátor feltöltési ideje. Ide érdemes minél nagyobb értéket választani pláne akkor, ha nem tudjuk pontosan mennyi ideig tart egy feszültségesés vagy növekedés. Legyen ez 10ms.


\[C=\frac{I\cdot \Delta t}{\Delta U_{bemenet}}=\frac{2\mathbf{A}\cdot 0.01\mathbf{s}}{4\mathbf{V}}=0.005\mathbf{F}=5\mathbf{mF}=5000\mathbf{\mu F}\]

Ha 18V-nál lesz egy 4V-os feszültségesés akkor az 14V-ot jelent ami nem elég és a stabilizálás megszűnik, ezért ezt rá kell még számítani a bemenetre. $U_{bemenet}=18\mathbf{V}+4\mathbf{V}=22\mathbf{V}$. Ebből már kiszámítható, hogy $T1$ maximális kollektor-emitter feszültsége nagyobb kell legyen $22\mathbf{V}-0.6\mathbf{V}=21.4\mathbf{V}$-nál. Továbbá $T1$ tranzisztor teljesítménye $21.4\mathbf{V}\cdot 2\mathbf{A}=42.8\mathbf{W}$ kell legyen legkevesebb. Ugyanez érvényes $T2$-re is.

Integrált feszültségstabilizátorok

Az LM7805 lineáris integrált 5V-os pozitív feszültségszabályzó belső felépítése a következő:

A fenti ábrán $Q16$ tranzisztor szabályozza a bemenet és kimenet közti áramot, ezért a chipben a legnagyobb helyet ő foglalja el (1A-es áramerősségre képes). A sárgával jelölt áramkör a bandgap referenciát adja viszonyítási feszültségként, ami miatt a kimenet stabil marad még hőmérsékletváltozáskor is. Az ilyen referenciaforrások sokkal jobbak mint a Zener diódásak, ugyanis egy vezető irányba kapcsolt pn-átmenetnek van hőmérséklettől erősen függő állandója. Ez tranzisztoroknál is jelen van, például az állandó kollektoráramhoz tartozó B-E feszültség:

\[U_{BE}\approx U_T\cdot \mathbf{ln}\left(\frac{I_C}{I_{S0}}\right)\]
ahol $I_{S0}$ a hőmérsékletfüggő állandó. $U_{BE}$ tehát a hőmérséklet növekedésével csökken, pontosan 2.2mV-ot fokonként. Ha 10^oC-kal megnő a hőmérséklet, az $U_{BE}$ feszültség 22mV-ot csökken, ami hibás működéshez vezethet sok elektromos készülékben. Kompenzálni lehet ezt a csökkenést egy sorba kapcsolt hőmérséklettel növekedő feszültségforrással, mely tulajdonképpen egy ugyanilyen tranzisztor alacsonyabb munkaponti kollektoráramra állítva. Ennek a gyengébb kollektoráramú tranzisztornak is csökkenni fog a B-E feszültsége, ám nagyobb sebességgel. Éppen ezért, ha ezt a két feszültség kivonjuk egymásból, akkor egy hőmérséklettel növekvő feszültséget kapunk (hiszen a két feszültségesést ábrázoló görbe egyre inkább eltávolodik egymástól). A gyenge kollektoráramú tranzisztor munkapontját tehát úgy kell beállítani, hogy kétszer olyan gyorsan essen annak B-E feszültsége a másik tranzisztorhoz képest, hogy majd mikor hozzáadjuk a feszültségkülönbséget, akkor pont ellensúlyozza azt. A valóságban ez sajnos nem megvalósítható, a feszültségesési sebességet csak kicsivel lehet gyorsítani, így a feszültségkülönbség sokszorosát (kb. 11-szeresét – a tranzisztortól függően) kell hozzáadni, hogy konstans érték legyen a végeredmény.

A szilíciumtranzisztorok B-E feszültségesése valahonnan 1.2V-ról indul és szobahőmérsékleten éri el a 0.6V-ot. A bandgap referenciaáramkör azonban teljesen kompenzál minden feszültségesést így az áramkör úgy működik szobahőmérsékleten (300K), mintha konstans nulla fokon üzemelne. Azért hívják bandgap (tiltott sáv) referenciának, mert a szilícium félvezető energiája 1.17eV a tiltott sávban. A 7805 két tranzisztort használ a magas kollektoráramra (lassú feszültségesésre) – $Q2+Q3$ és még kettőt az alacsony kollektoráramra (gyors feszültségesésre) – $Q4+Q5$. A két típusú B-E feszültségek különbsége $R6$ ellenálláson mérhető. Az $R6$-on lévő áram a nyitott $Q5$ tranzisztoron át $R7$-ig is eljut, ám $R7$ ellenállása jóval nagyobb. Ebből kifolyólag a rajta lévő feszültség is jóval nagyobb lesz és ez a referenciafeszültség.

A $Q1$ és $Q6$ a kimenetről leosztott feszültséggel táplálja ezt az áramkört és ha ez a feszültség ingadozik a $Q7$ bázisára eső feszültség is ingadozni fog. $Q7$ tehát a hibajelet érzékeli és $Q8$-cal együtt felerősíti. A ciánkékkel jelölt negatív visszacsatolás a hibajelerősítő, mely $Q15$ tranzisztort vezérli végül meg ami a kimenetet igazítja. A zöld áramkör szolgáltatja a tápfeszültséget a bandgap referenciaáramkörnek és a lila a védelem a túlmelegedés $(Q13)$, bemenő túlfeszültség $(Q19)$ és a kiment túlterhelése $(Q14)$ ellen. Ha bármelyik hiba ezek közül bekövetkezik, az áramkör lekapcsolja a szabályzót. A kék áramkör a feszültségosztó, mely a bandgap áramkörnek szolgáltatja a vizsgálandó feszültséget. $R20$ változtatásával lehet szabályozni, hogy a kimeneten mekkora feszültség legyen (5V a 7805-nél, 12V a 7812-nél stb.).

Azok a tranzisztorok melyeknél a kollektor és bázis lábak egybe vannak kötve, diódaként működnek. Integrált áramkörökbe dióda helyett ilyen módon kötött tranzisztorokat használnak. Tulajdonképpen elég lenne a bázis-emitter diódát használni, de a kollektorral együtt nagyobb áram kezelésére képes. Az áram szétoszlik a bázis és a kollektor között az erősítés függvényében, azaz a bázisáram a kollektorra söntölődik még mielőtt a tranzisztor teljesen kinyitna. Az ily módon kötött tranzisztorok nem tudnak teljesen kinyitni (telítődni). Ez azért jó, mert a telített állapotból csak lassan térnek vissza, a vezérlőáram hiányára lassan reagálnának. A bipoláris tranzisztorok sokkal gyorsabbak, ha működésük során soha nem telítődnek teljesen.

Az integrált feszültségstabilizátorral egyszerűen megvalósítható a szabályozható kimenet:

Ha a feszültségpotenciált megnöveljük, azaz a szabályzó referenciafeszültségét, akkor nagyobb feszültséghez hasonlítja a kimenetet, ami ettől szintén nagyobb lesz. A fenti ábrán bal oldalt szakaszosan, jobb oldalt pedig folyamatosan változtatható feszültségszabályzó kapcsolás látható. A diódás verzióban a diódák záróirányú árama korlátoz, a potenciométeresnél pedig a feszültségosztással járó veszteség. A kimenet legkisebb stabil értéke a stabkocka értékével azonos, 7805 esetén 5V. Ha ennél kisebb feszültségre is szükség van (1.25V-től), akkor a LM317 feszültségszabályzót érdemes használni. A folyamatosan változtatható kapcsoláson a kimeneti feszültség a következő:


\[U_{ki}=U_{XX}+\left(\frac{V_{XX}}{R}+I_0\right)R2\]

ahol XX a stabkocka feszültsége (LM78XX).

Kapcsolóüzemű feszültségstabilizátorok

A tranzisztor kapcsoló üzemmódban sokkal hatékonyabb mint lineárisban. A bemenő egyenáramot a tranzisztorok kapcsolgatják (teljesítménykapcsoló), tehát a kimenet amplitúdója tulajdonképpen ugyanakkora mint a bemenőé, ám a jelalak négyszögletű. Ez vissza van csatolva a vezérlőegységre, mely a tranzisztorok kapcsolási sebességét irányítja oly módon, hogy a kimenő feszültség konstans maradjon a bemenő feszültség és a kimeneten lévő terhelés függvényében. Ahogyan a lineáris esetében, itt is több topológia létezik: feszültségcsökkentő (buck vagy step-down), a feszültségnövelő (boost vagy step-up), ezek együttese a polaritásváltó (Buck-Boost vagy invert), Flyback, Push-Pull, Hald-Bridge, Full-Bridge stb. 

A szűrő az energiát tárolja amíg a kapcsoló zárt állapotban van. Ha $R_terhelés$ elég nagy, akkor fel is veszi ezt mind amíg a kapcsoló nyilt állapotban van. Minél gyorsabban kapcsolgat a tranzisztor, annál kevesebb energiát kell tárolni így kisebb tekercs és kondenzátor kell. A nagy frekvencia viszont rádiófrekvenciás zajjal és veszteséggel jár. A vezérlőegységben a Fűrészjelgenerátor és a kokmparátor az impuzlzusszélesség-modulátort (PWM) alkotja. A különbségképző egy műveleti erősítő, mely a referenciafeszültséget $(Ref.)$ a kimenetről leosztott feszültséggel hasonlítja össze. A különbségjel (vagy hibajel) mértékétől függően a kimenetén nő vagy csökken a feszültség $(U_{sz})$. A komparátor kimenetén ezzel a feszültséggel arányos kitöltési tényezőjű négyszögjel keletkezik $(U_{vez})$.

Ha az áramkört leterheljük, akkor a kimeneten a feszültség lecsökken. A különbségjel megnő, ezzel megnő $U_{sz}$ szabályzófeszültség is szélesebb kitöltési tényezőt eredményezve a komparátor kimenetén $\left(U_{sz} / U_F \right)$.

A kapcsolóüzemű stabilizátorok hatásfoka nagyobb, nagyobb áramot lehet így vezérelni mint a lineárisoknál, ám az általuk keltett rádiófrekvenciás zaj is jóval nagyobb a lineáris stabilizátor zajánál, bár árnyékolással csökkenthető valamennyire.

Lineáris áramstabilizátorok

Az áramstabilizátor a terhelésen átfolyó áramot tartja stabilan még akkor is, ha közben a feszültség megváltozik.

Ha $D1$ Zener-dióda 8V-os, akkor a rajta eső 8V a tranzisztoron további 0.6V-ot esik, így az $R2$ ellenálláson 7.4V lesz. Mivel a diódán állandó a 8V, ezért az $R2$ ellenálláson is állandó feszültség lesz (a tranzisztor mindig ugyanannyira van kivezérelve). Állandó feszültség állandó ellenálláson állandó áramot jelent. Ha a tranzisztor bázisárama elegendő, akkor az emitter és kollektoráramok nagyjából egyformák lesznek és az $Rt$ terhelésre is állandó áram kerül, még akkor is ha ellenállásának értéke változik. $R2$ ellenállás változtatásával változtatni lehet a kimenő áramot. Ha a terhelés csökken, akkor a feszültség megnő a terhelésen, de ezzel egyidőben $R2$ ellenálláson is. Hogy a tranzisztor fenntartsa a Zener (8V) és az $R2$ feszültség egyenlőségét, záródni fog mindaddig, amíg vissza nem áll minden a megfelelő értékre. A fenti ábra a soros áramstabilizátort ábrázolja. A párhuzamos áramstabilizátornak nincs szüksége Zener-diódára (alábbi ábra), de annyira nem használatos az erős söntölő tranzisztor szüksége miatt.

A potenciométerrel tulajdonképpen a tranzisztor munkapontját lehet beállítani. Minél nagyobb a terhelés annál nagyobb áram jut a tranzisztor bázisára és az annál jobban kinyit átvéve a terhelést Rt terhelő ellenállásról (jobban lesöntöli a kimenetet mint a terhelés). Ezzel csökken a kimenő áram és nem megy tönkre a terhelő áramkör.

A következő ábrán kissé más kivitelezésű megoldás látható. Az áramkör a negatív tápfeszültséget a terhelésen keresztül kapja, ezért a minimális terhelés hiányában a stabilizálás is megszűnik.

Ebben az áramkörben $P$ változtatható értékű ellenállással lehet változtatni a terhelésre jutó áramot, ugyanis ami $P$ árama, az $Rt$ terhelés árama is (mert a Zener árama csekély). A $P$-n lévő feszültség a Zener + $T2$ bázis-emitter feszültségével egyenlő. Az $Rt$ ellenállás maximális értéke $(Vs-U_{CE1}-U_{BE2}-U_z) / I_{terhelés}$. E felett már nem tekinthető terhelésnek, a $T1$ kollektor-emitter feszültsége túlságosan lecsökken. Az áramkör hasonlít a következő ábrán látható elektronikus biztosítékhoz.

Normális üzemben $R1$ megvezérli $T1$-et, az $T2$-t és az áram $R2$ ellenálláson át a kimenetre megy. $T3$-ra nem jut elegendő áram hogy kivezérlődjön. A kimenet rövidzárakor $R2$ felveszi a terhelést és elegendő áramot szolgáltat $T3$ bázisára ahhoz, hogy az telítődjön és ezzel megsöntölje $T1+T2$ emitterét a bázissal. Ettől ezek záródni kezdenek és leválasztják a bemenetet a kimenetről. $R2$ és $T2$ alkatrészeket nagy teljesítménytűrésre kell választani (az áramigények függvényében), a többi csak vezérlő szerepet tölt be.

A fenti áramkör szintén egy elektronikus biztosíték. $R1$ megvezérli $T4$-et, ami tovább vezérli $T3-T2$ tranzisztorpárt. Rövidzárkor  az áram $R4$ felé veszi az irányt és kivezérli $T1$-et. A nyitott $T1$ tovaengedi az áramot és $R2$ ellenállás átveszi a terhelést. Ezáltal $R3$ felé már nem folyik több áram és $T4$ bezár, megszüntetve $T3-T2$ kivezérlését. Ebben az esetben is $R2$ és $T2$ teljesítőképessége lényeges. Az $S$ érintőkapcsolóval tesztelhető a rövidzárvédelem. Mindkét biztosíték esetén a kimenet visszatér amint a terhelés megszűnik.

Integrált áramstabilizátorok

Áramszabályzónak általában feszültségszabályzókat használnak (LM317, LM117, LM7805 stb.). A legegyszerűbb áramforrás egy ellenállással párhuzamosan kapcsolt feszültségforrásból áll. Az ellenállásnak „áramérzékelő” szerepe van, és ha ellenállása nem változik, akkor a kapcsain lévő feszültség megváltoztatása a rajta átfolyó áram változásához vezet.

Ebben a kapcsolásban $R1$-el lehet szabályozni a kimenő áramerősséget:


\[I_0=\frac{V_{R1}}{R1} (\mathbf{+nyugalmi \acute{a}ram})\]

Minél kisebb $R1$, annál több áram kerül a kimenetre. 100mA-hez 50Ω, 1A-hez 5Ω kell. Nyilván ügyelni kell az ellenállás teljesítményére is, 1A-hez legalább 7W-os ellenállás szükséges. Ennél nagyobb terhelést a szabályzó nem bír ki, de ha mégis nagyobb áramra van szükség, akkor az áramkört egy teljesítménytranzisztorral lehet kiegészíteni.

A fenti ábrán $T1$ csak akkor nyit ki, ha $R1$-en legalább 0.6V feszültségesés van. Ez akkor következik be, ha a kimenetet annyira leterheljük, hogy a szabályzó áramfelvétele is jelentősen megnő. Ekkor bekapcsol a tranzisztor és kiszolgálja a terhelőt a szükséges árammal. Az ellenállást érdemes úgy megválasztani, hogy a szabályzó kis terhelésénél már bekapcsoljon a tranzisztor, azaz ne melegedjen a szabályzó is fölöslegesen. Az MJ2955 teljesítménytranzisztor bázisa például 400mA-t igényel, hogy annyira telítődjön, hogy a kollektoron átfolyhasson 4A, 1.1V-os feszültségeséssel. A bázis-emitter feszültségesés akár 1.5V is lehet ennél a tranzisztornál, amit figyelembe véve az ellenállás érteéke: $R=1.5\mathbf{V}/0.4\mathbf{A}=3.75\mathbf{\Omega}$. Ennél nagyobb ellenállásnál nem fog teljesen kinyitni és a szabályzó fog melegedni a tranzisztor helyett. Kisebb ellenállás használható (de nem sokkal kisebb), az optimális érték ebben az esetben 3.3Ω. Nagyobb áramerősséghez több teljesítménytranzisztort (az ellenállással együtt) párhuzamosan lehet kapcsolni.

Kapcsolóüzemű áramstabilizátorok

Egy kapcsolóüzemű feszültségstabilizátor és a kimenetére párhuzamosan kapcsolt ellenállás kapcsolóüzemű áramstabilizátort alkot.